【技术】适用于新型光伏逆变器的MOSFET-IGBT并联技术功率模块

时间： 2016-07-21 来源：Vincotech

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一、前言

由于厂家都朝着高效率的目标赛跑，在发展新兴的电力电子变换产品中，高效率拓扑越来越多的被人们拿来考虑。先进的、且有严格效率要求的功率模块技术的应用，使得一些老的众所周知的想法重焕新生。在这片文章中，详细介绍了适用于新型光伏逆变器的 MOSFET-IGBT 并联技术及其采用这种技术的功率模块。

大家知道，MOSFET 相对于IGBT，无论轻载还是重载都具有较小的开关损耗。在导通损耗方面，MOSFET 轻载时导通损耗较小，重载时较大；而IGBT 则刚好相反。基于以上原因，MOSFET 和IGBT 的结合，将带来两个方面的基本改善。重载的时候，开关损耗集中在MOSFET 上，导通损耗集中在IGBT 上；轻载的时候，开关和导通损耗都集中在MOSFET上。（图1）

图1：MOSFET-IGBT 并联开关

对于MOSFET-IGBT 并联开关，它的工作原理其实十分简单。MOSFET 先开通，后关断，这样整个开关损耗都将集中在MOSFET 上。（图2）导通损耗方面，轻载的时候，由于MOSFET Rds(on)较小，MOSFET 承受大部分电流；反之重载的时候，IGBT 承受大部分电流。在轻载的时候，由于IGBT 没有完全导通，在整个功率段内拖尾电流损耗都可以有效的去除。因此，采用这种拓扑，使得提升整个功率段效率以及最大效率成为可能。

图2：MOSFET-IGBT 并联开关工作示意图

二、门极驱动设计

刚才我们提到MOSFET-IGBT 并联开关工作的基本原理，对于这样的时序控制，以下几种不同的驱动可以采用。

1）两路独立的驱动信号分别驱动MOSFET 和IGBT此种电路采用具有两路独立驱动的IC 来做驱动电路，常用的可以采用IXDN402。它具有最大的灵活性和最优的驱动效果。通过控制MOSFET 关断时的延时，可以发掘出这种开关的最大效率优势。它的缺点也是显而易见，电路复杂，成本较高。

2）单一驱动信号分出两路独立回路分别驱动MOSFET 和IGBT（图3），此种电路从驱动IC 单一输出端分出两路独立的驱动电路，通过调节驱动电阻阻值的大小，来实现MOSFET 先开通，后关断。

图3：单一驱动器分出两路独立驱动回路

3）单一驱动器且单路门极直接连接驱动MOSFET 和IGBT（图4），这种办法可以通过以下图3的驱动电路来实现。MOSFET 的门极驱动电路有的集成在模块内部，它相比于图3中的独立驱动回路电路，动态响应会稍差一点。

图4：单一驱动器且单路门极连接驱动MOSFET 和IGBT

4）直接连接

采用直接连接的驱动方式也是可能的。采用标准的门极驱动电路，只能有效的减少开通损耗，并不能有效减少关断损耗。不过这也可以明显的降低总的开关损耗。为了减小关断损耗，可以采用三电平的门极驱动信号，并且采用门极开启电压较高的IGBT 器件。IGBT 在驱动信号的第二级电平出现的时候关断，这样在门极驱动电压从第二级电平到0V 之前，MOSFET 将承受功率回路电流。此种设想的引入条件是IGBT 和MOSFET具有相对较大的门极开启电压容差。

三、创新拓扑的设想

MOSFET-IGBT并联开关想法适合于所有以IGBT和MOSFET为功率器件的拓扑中。针对IGBT 的拓扑，它有明显的开关损耗；而针对MOSFET 的拓扑，它又具有明显的静态导通损耗。所有，采用这种MOSFET-IGBT 并联开关，对于效率的改善具有重要的意义。对于光伏逆变器，人们可能对以下拓扑更感兴趣。

图5是广泛应用于5Kw 以内的非隔离型光伏逆变器拓扑。其中的MOSFET 就可以采用MOSFET-IGBT 并联开关来替代。这种拓扑它的优点就是电路简单、器件较少，缺点是当采用单极性调制时有共模漏电流的问题。

图5：并联开关Booster + 并联开关全桥逆变

当然，针对功率在7Kw 以上，且母线电压高于600V的光伏逆变器应用，NPC三电平拓扑将会起着重要的作用。一个案例是下面提到的这种NPC拓扑，VINCOTECH公司已经成熟的将这种方案封装到模块中。如图6.

图6：NPC拓扑集成在Vincotech P969F系列模块中

无功补偿采用1200V的二极管来实现，原因是MOSFET内部二极管的特性不能承载大的无功电流。内管IGBT的反并二极管上串联一个高压二极管，是为了防止MOSFET关断时由于寄生电容而产生反向的充电电流流过IGBT 反并二极管。

我们可以通过一些对比来看一下MOSFET-IGBT并联开关在效率方面的优势。首先来看一下和图7 所示的外管采用MOSFET的NPC拓扑的效率对比。图8 是采用这两种不同的拓扑，在10Kw的输出能力时的一个效率曲线，开关频率是16KHz，图中的实线是代表图7所示的P965F，虚线代表的是图6所示的P969F，即MOSFET-IGBT并联开关拓扑。

图7：外管采用MOSFET的NPC拓扑，Vincotech型号P965F。

图8：P965F和P969F效率对比

从图中可以看到，在输出大约3Kw以内时，P965F效率稍有优势，但是对于10Kw以内的整个功率段，P969F优势非常明显。在满载时，P969F比P965F效率高0.7%，这意味着P969F满载损耗相对P965F降低33%，客户端可以使用更小面积的散热器，减小逆变器体积的同时降低成本。另外，对于欧效，P969F大约比P965F 高0.31%，这也是不小的改善。

我们再来看一下MOSFET-IGBT并联开关NPC拓扑，相对于传统采用标准IGBT的NPC拓扑的效率对比。标准IGBT的NPC拓扑如图9所示。图10是两者在不同工作频率下效率的曲线，实线代表P926-L33，虚线代表P969F。

图9：标准IGBT的NPC拓扑，Vincotech型号P926-L33。

图10：P926和P969F的效率对比

从图10可以看出：在工作频率16KHz，输出10Kw满载时，P969F比P926高大约0.5%；轻载时P969F效率比P926更有明显的优势。而且我们进一步发现，P926即标准IGBT的NPC拓扑，它随着频率的增加效率下降非常厉害，而P969F即MOSFET-IGBT并联开关，它的效率对频率的改变不是特别灵敏。这就是为什么P969F可以适用在高频化的场合并具有很高的欧效的原因。大家知道，当开关频率提高后，可以带来输出滤波器体积和成本的降低，并且有利于输出波形性能指标的优化，这对于逆变器厂家来说是不错的选择。

除了以上提到的NPC型拓扑，接下来另外一种创新的mixed-NPC拓扑，使用更高电压等级的MOSFET-IGBT并联开关，同样有着更好的效率表现。如图11.这种拓扑在较高的功率等级时效率大于99%。由于中性点钳位，可以充分利用MOSFET，几乎可以工作到其反向击穿电压。这种拓扑由于MOSFET体二极管的特性限制了它的无功补偿能力。

图11：采用高压MOSFET-IGBT并联开关的mixed-NPC拓扑

为了克服上述拓扑无功补偿的能力的不足，可以采用图12 变通的mixed-NPC拓扑。当然，拓扑中的中性点钳位的开关可以采用MOSFET，也可以是IGBT。

图12：具有无功补偿的高压MOSFET-IGBT 并联开关的mixed-NPC 拓扑

另外，对于10~30Kw的中功率段光伏逆变器，它的前级Boost 拓扑中的功率器件如MOSFET同样的可以采用MOSFET-IGBT并联开关来替代。如图13.

图13：采用MOSFET-IGBT并联开关的对称Boost拓扑

四、结论

采用MOSFET-IGBT并联开关技术，使得光伏逆变器在整个功率段内几乎获得最高的恒定效率成为可能。这种众所周知的并联开关技术开发背后，是大量复杂的半导体技术的选择、门极驱动技术的选择以及对于分立器件layout 带来的杂散电感的优化技术的依靠。有了高性能的功率模块，使得光伏逆变器的实现变得更加的经济。支持以上这些想法的功率模块，有些已经是我们公司标准的产品，有些可以进行客户定制。至于未来的无功补偿功能，我们也已经集成在同一模块中。