【经验】O波段太比特相干光测试如何提高带宽利用率

在现在的光通信领域，更大传输带宽，更长传输距离是人们追求的目标。随着带宽越宽，先进的复杂的技术也渐渐发展----相干光通信的技术。

光I-Q 调制器具有和RF I-Q 调制器相同的架构

光相干传输技术最初用于长途传输，现正在向城域网演进，并向数据中心互联扩展。更高阶的正交幅度调制 (QAM) 信令能够大幅提升数据传输速率，并实现更高的频谱效率。

QAM 是一种调制信号相位和幅度的二维调制格式。QAM 将两个光频率相同但幅度单独调制的载波组合在一起。这两个载波称为同相 (I) 和正交 (Q)。标准符号是 2n-QAM，每个 符号传输 n 个比特。例如，16-QAM 表示每个符号发送 4 个比特，64-QAM 表示每个符号发送 6 个比特。比特率使用以下公式确定 ：

比特率 = 符号率（符号数/秒）x 编码（比特数/符号）x 偏振（通常为 2）

使用 16-QAM 的话，具有 64 Gbaud 原始符号率（或 50 GBaud，无开销）的收发信机可在单个信道上以 400 Gb/s 的速度传输信息。

QAM方案呈正方形点阵分布的星座点

在讨论相干光测试之前，我们需要先了解相干光通信的几个基本概念。

相干下沉

相干下沉是最近几年相干光通信的一个热门发展趋势。相干光信号采用偏振复用的矢量信号，能在有限的带宽内传输更大的数据，所以可以用在数据中心之间互连的场景中，传输距离 80-120km，比如常说的 400ZR 和 800ZR。然而如何将其应用在对功耗和成本更加敏感的数据中心内部互连场景中呢？

幸运的是，随着 CMOS 节点制程的进步，DSP 的功耗可能有所改善。有研究表明，采用 5nm 制程工艺的 800G 相干 DSP 的功耗已经和PAM4方案的功耗比较接近了，如果未来采用3nm工艺，功耗可能又会下降30%，当然大规模量产的话成本也会进一步下降的。

此外，现在的数据中心内部光信号传输的波长都是O波段，而传统的相干光通信是C波段，如何解决这一问题？

C波段最大的好处是光纤功率损耗最小，所以非常适合长距离的光纤传输；但同时C波段的光纤色散是比较大的，需要用DSP进行色散和各种损伤的补偿。而在O波段，虽然光纤功率损耗变大了，但好在传输距离并不远，功率衰减不多，所以也不需要光放大器；而且，在O波段，光纤的色散是最小的，这样的话就不需要DSP来补偿色散了，DSP的功能可以进一步简化，随之其成本和功耗也可能进一步降低。因此，基于O波段的相干光通信是可行的，也是有一定应用场景的。 

相干光通信

在发射端对光载波进行幅度，频率或相位调制，在接收端，则采用零差检测或外差检测等相干检测技术进行信息接收的通信方式。

相干调制

在相干光通信中主要利用了相干调制和外差检测技术。所谓相干调制，就是利用要传输的信号来改变光载波的频率、相位和振幅（而不象强度检测那样只是改变光的强度），这就需要光信号有确定的频率和相位（而不象自然光那样没有确定的频率和相位），即应是相干光。

相干光测试原理

光接收机接收的信号光和本地振荡器产生的本振光经混频器作用后，光场发生干涉，由光检测器输出的光电经处理后以基带信号形式输出。由于混频输出光信号的中频信号功率分量带有信号光的幅度，频率或相位信息，因此发端不管采用哪种调制方式，均可以在中频功率分量反映出来。所以相干光接收方式适合手所有调制方式的通信。

相干光通信系统面临的挑战

相干光系统属于数字通信系统，所以主要测试内容还是误码率，还要看信噪比SNR 噪声 器件带宽，接收机灵敏度这些。在发射端有载波激光主要是线宽，相位噪声和相对强度噪声。对激光器的测试要求是最高的，整个系统的评估会用到OMA光调制分析仪，线宽有线宽测试系统A00X0A系列。然后是调制器，就是s参数，带宽，电口反射，主要用到LCA。对整个发射机我们还看星座图和EVM（OMA）。中间有一段传输链路比较接近无源链路，我们要看损耗，偏振相关损耗，色散，偏振模式色散，串扰（波长扫描偏振扫描系统）这些。接收机上有本振激光，接收机探测器，相干接收机，这里也都列出了要测的主要参数，像EVM误码率等等都列在上面就不再一一念了。下面我们具体来看我们用什么样的产品来完成这些测试。

光调制技术可以提高带宽利用率

现有的光骨干网传输中普遍采用了DWDM（密集型光波复用）技术，每个波长之间的间隔是50GHZ或者100GHZ，也就是每个通道的带宽容量是50G或100G，因此，采用复杂的光调制技术，可以在有限的光带宽容量下提高信息传输效率。比如传输112Gbps的信号，采用偏振复用和QPSK调制，实际占有的带宽不超过30G，完全可以在50G的通道中传输。

偏振复用就是利用不同偏振态携带信息进行光通信。一般在光纤中的偏振复用指利用两种正交的偏振态来携带各自信息，这样信息容量又提高了一倍。

数字信号处理 DSP (digital signal processor)

光信号在经过模数转换后，还需要进行数字信号处理 DSP (digital signal processor) ，这个步骤对于任何相干光接收机都是不可或缺的。传统的开/关键控存在 CD 和 PMD 信号失真效应，与之相比，使用 DSP 可 以获得明显的优势。DSP 支持通过算法补偿 CD、PMD 和其他减损，因为相干检测可以提供完整的光场信息。这意味着采用复合光调制，我们再也不必使用 PMD 补偿器或色散补偿光纤，也不会因为这些模块增加的损耗和时延而头疼。 上游预校正步骤可以消除接收机缺陷。这些缺陷可能包括四个电通道之间的通道不平衡、 IQ 混频器的 IQ 相角误差、四个 ADC 通道之间的计时偏移，以及正常平衡接收机的差分不平衡。要消除这些减损，通常需要在进行仪器校准时，在波长范围内执行器件表征。 除了接收机带来的这些缺陷之外，DSP 还必须补偿信号经过发射机和接收机之间的光路径所发生的衰减，其中包括偏振相关损耗 (PDL)、偏振旋转或偏振态转换 (PST) 等。

相干光测试

我们知道采用复杂调制可以帮助提高效率，在同样带宽情况下传输尽量多的信息。但是他的收发设备也会变得复杂，所以相干光通信主要还是应用在长距离比如骨干网的传输，以C+L波段为主。随着速率的提升，长短距离的界限其实也在变化。正在发展的400G800G都有在考虑相干光的这种形式。数据中心的互联在10km以上，也是比较适合相干光的应用场景。

在相干光通信中主要利用了相干调制和外差检测技术。能够提供更好的灵敏度和信道选择性。

那么相干光的通信是怎么实现的呢？他的基本概念是利用对幅度和相位的调制也就是IQ调制去在光上面承载信息然后进行通信传输。而非相干的光都是强度调制，只调制幅度的。

相干光检测是用信号光和本振光混频，然后输出一个基带IQ的信号，他的符号率和带宽会很高，在几十GHz的一个量级，我们再对这个IQ信号做解调，构建星座图，去恢复它原始的内容。

太比特相干光测试挑战

俗话说，工欲善其事必先利其器。 越是前沿研究，难度越大，越需要高精尖的测试装备。面对太比特级别的相干光测试，工程师面临3个挑战。要求提供100G 波特以上的各种调制格式的IQ基带信号（双偏的话则需要4个通道），而且为了驱动调制器往往需要较高的信号幅度。

同时在接收端，也需要足够高带宽和采样率的示波器进行信号的捕捉和分析。仪表自身需要具有极低的本底抖动和本底噪声，才能更加真实的测出被测件的性能。

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如下图一。最左边的M8199B任意波形发生器可为相干光通信系统提供基带信号，中间的UXR实时示波器和最右边的N4391B光调制分析仪（OMA）可为相干光通信系统中的电信号或者光信号进行解调分析。

M8199B任意波形发生器，基于AXIe机框平台的模块化架构，其四个通道可为相干发射机提供IQ基带信号，每个通道都可以达到256GSa/s的采样率，模拟带宽可高达80GHz，产生160GBaud甚至更高符号率的复杂矢量信号。

相干发射机

相干光的整个的发射机里有两个偏振面的IQ调制器，光源经过一个分束器分成两路到两个IQ调制器。偏振控制器把两路光的偏振态动态调节到正交，然后通过偏振合束器合成一束光。这就是一个完成了偏振复用的相干光发射机。

图二展示了M8199B产生的180GBaud 16QAM信号和160GBaud 64QAM信号，都具有非常高的信号质量。M8199B另一大特点是，通过其内置放大器的优化，使得仪表端口信号输出幅度大大提升，具备直接驱动光调制器的能力，其最大的差分信号输出幅度达到了5Vpp（400MHz），在128GBaud时差分输出幅度可达2.6Vpp，在160GBaud时也仍然可达2.2Vpp。

图一 是德科技太比特级相干光通信测试解决方案

图二 M8199B任意波形发生器调制信号示例

如果用户采用自己的相干接收机（ICR），那么ICR输出的电信号就可以由实时示波器进行数据采集和解调分析。UXR实时示波器单台仪表可配置四个通道，每个通道都具有256GSa/s的采样率和最高110GHz的模拟带宽，采用10bit的ADC和独特的射频前端设计，保证了仪表具有极低的本底抖动和本底噪声，更好的还原被测信号的真实面目。

如果用户直接测试相干光发射机输出的光矢量信号，那么N4391B光调制分析仪（OMA）就是不二之选。N4391B包括了UXR实时示波器和光测试座两个部分，继承了UXR实时示波器的所有优点；光测试座内部包括了集成相干接收机和波长可调的本振光源。光座分为70GHz和110GHz两个版本，因此最高可支持220GBaud的光矢量信号的解调分析。

利用这样一套先进的测试系统，研究人员就能从容的将自己的想法付诸实践。例如，在今年的OFC会议上，Keysight和麦吉尔大学成功完成了创纪录的 10 千米距离 1.2 Tbps 和 1.6 Tbps O波段相干传输演示。该演示系统由具有 80 GHz 带宽的 M8199B 任意波形发生器、具有 100 GHz 带宽的薄膜铌酸锂 I/Q 调制器和 110 GHz 256 GSa/s UXR 示波器组成。这一成果充分展示了数据中心可以使用 167 Gbaud 运行的相干光纤传输系统，系统采用双偏振、64 QAM调制方案，并将O波段的 DFB 激光器作为载波光源和本振光源，最终实现了 1.6 Tbps 速率传输信号。

相干光通信方案重点 - 下面总结一下搭建O波段太比特相干光测试系统的重点注意事项：

要求任意波形发生器能提供100G 波特以上的各种调制格式的IQ基带信号，双偏的话则需要4个通道

接收端测试需要59GHz 以上带宽和256GSa/s采样率的实时示波器进行信号采集和分析。

仪表自身需要具有极低的本底抖动和本底噪声，甚至要结合降噪算法才能完成准确测试。

相干光接收机问题

我们知道最灵活的检测电路是使用外差时域检测器，它适用于测试信号和实时信号，并且不受调制制式的影响。 下图中左侧的器件就是这种 IQ 检波器。此图清晰地说明，在识别并进一步分析符号中编码的输入比特之前，还有几个步骤需要完成。此处所示的接收机体系结构是光互联论坛 (OIF) 的推荐设计，它能够提取信号中的所有信息。详细检查接收机体系结构。

图 1. OIF 建议采用的集成内差相干接收机体系结构 ( 《用于集成双偏振相干接收机的 OIF 实施协议》，IA # OIF-DPC-RX-01.2，2013 年 11 月 14 日 )

大幅降低减损

光信号在经过模数转换后，还需要进行 DSP，这个步骤对于任何相干光接收机都是不可或缺的。传统的开/关键控存在 CD 和 PMD 信号失真效应，与之相比，使用 DSP 可以获得明显的优势。DSP 支持通过算法补偿 CD、PMD 和其他减损，因为相干检测可以提供完整的光场信息。这意味着采用复合光调制，我们再也不必使用 PMD 补偿器或色散补偿光纤，也不会因为这些模块增加的损耗和时延而头疼。

上游预校正步骤可以消除接收机缺陷。这些缺陷可能包括四个电通道之间的通道不平衡、 IQ 混频器的 IQ 相角误差、四个 ADC 通道之间的计时偏移，以及正常平衡接收机的差分不平衡。要消除这些减损，通常需要在进行仪器校准时，在波长范围内执行器件表征。

除了接收机带来的这些缺陷之外，DSP 还必须补偿信号经过发射机和接收机之间的光路径所发生的衰减，其中包括 CD 和 PMD、偏振相关损耗 (PDL)、偏振旋转或偏振态转换(PST) 和相位噪声。

为了评估相位噪声的影响，可以跟踪载波相位随时间的变化。不过，这个步骤在相干接收机设置中不是必需的。 载波相位恢复通过引入本振，我们可以跟踪信号相位在不同时间相对本振相位的变化。但实际上外差接收机场景中的本振与信号之间存在频率差，导致相位漂移会随时间发生线性变化。只要记住在外差接收机中，IPhoto 与 cos(Δφ + Δω t) 成正比（如何检测复合调制的光信号），这一点就很好理解。下图所示为 QPSK 调制的这种“旋转”星座图。

发射机激光源与本地振荡器之间的频率差会使星座图发生“旋转”。

为防止模糊，相位的变化速度不得快于每符号时间 π/4，即两个相邻符号之间的相位差的一半。这意味着本振和信号之间的频偏必须小于 QPSK 符号时钟的 1/8。

为了能够跟踪相位，信号采样必须在相位值可预测的时间点（例如在符号时间处）执行。对于有限带宽的信号，相位采样率小于符号率。下图中深灰色线显示相位可能没有正确恢复。

在实际传输系统中，由于采样率太低，再考虑到相位噪声和偏移，相位通常不可能恢复。

在这些情况下，载波相位噪声和偏移必须遵循非常严格的限制，以使相位可以恢复。在实际传输系统中，通常不会出现这种情况，因为在执行实时采集的实际线路卡中不需要遵循这些更严格的规范。

下图显示了载波带宽对 DFB 激光源相位恢复的影响。左侧是高跟踪带宽实例。IQ 图中的星座点人为缩窄，因为在这种情况下相位跟踪会减少符号的角宽。较低的带宽带来的是更逼真的圆形符号。随着带宽进一步变小，在载波相位图中我们已经达到极限，不可能再跟踪相位。无法消除的相位噪声会对符号角展度产生明显影响。

这个示例表明，DFB 激光源的载波相位跟踪取决于跟踪带宽。

找到 Jones 矩阵以恢复原始偏振态

为了给数字解调器提供两个独立的基带信号（用于 x 偏振和 y 偏振），需要在 DSP 中进行偏振去多路复用这一步骤。在这个步骤中，必须对 PMD 和 PDL 进行补偿。还需要考虑的是，在单模光纤 (SMF) 中，传播期间不会保持偏振态。

沿着信号通过光纤的路径，偏振方向会逐渐发生变化（下图），因此终端的偏振态 (SOP)不仅仅与接收机的方向有关。如果接收机中存在偏振分束器的话，我们无法获得两个独立的信号，而只能得到这两个偏振信号的线性组合。偏振维持光纤可以保留 SOP，但是由于它们的衰减更大，价格也更高，因此不会在数据传输中部署。

图  单模光纤改变了发射光的偏振态。因此，接收机一侧的偏振分束器不提供 2 个独立信号， 而是提供线性组合，这里是偏振解复用之前的双偏振 QPSK 星座图示例。

光纤通道中全偏振光的所有衰减效应，均可用 Jones 矩阵进行数学描述。发送信号 S乘以 Jones 矩阵，即得到接收信号 R。对于没有减损的理想信道，Jones 矩阵是一个恒等矩阵；接收信号与最初发射的信号相同（参见图 47）。Jones 矩阵最常见的形式是一个复杂的 2x2 矩阵，其中含有 8 个独立的实时参数。

理想信道的 Jones 矩阵

必须确定 Jones 矩阵以便从测得的接收信号中推导出原始信号。由于我们对信号在信道中的减损效应大小了解极少，因此很难完成以上任务。为此，我们通常采用所谓的“盲算法”来近似估算原始信号。这些估算方法不要求我们了解原始信号（调制制式除外）。这里，我们用串联的均衡滤波器（图 6）来过滤接收信号，得到 Jones 矩阵的倒数。每个滤波器元件建立一种信号衰减效应的模型。该算法迭代搜索滤波器变量组 (α、β、k...)，最终得到收敛结果，这意味着测得的符号以最小误差映射到该算法计算得出的符号。

图  用于补偿色散 (CD)、差分群时延 (DGD)、偏振相关损耗 (PDL) 和偏振态转换 (PST) 的 均衡滤波器模型 . ( 1. J. C. Geyer，F. N. Hauske，C. R. S. Fludger，T. Duthel，C. Schulien，M. Kuschnerov，K. Piyawanno， D. van den Borne，E.-D. Schmidt，B. Spinnler，H. de Waardt，B. Lankl 和 B. Schmauss ：《偏振多样性相干接收机的信道参数估算》，IEEE 光子技术快报，第 20 期，第 10 号，2008 年 5 月 15 日)

这种方法的缺点是同一个偏振信道可能会恢复两次。这个问题被称为该算法的奇异性。这种方法也非常复杂，因为每个符号都必须单独处理，才能计算下一个迭代步骤。

在 Stokes 空间中更容易估算

使用 Stokes 空间可以更容易估算。在 Stokes 空间中，由于无需进行解调，也无需知道使用的调制制式或载波频率，所以偏振去多路复用是真正的盲程序。此外，Stokes 空间中没有奇点问题。 Stokes 空间可帮助显示光信号的偏振条件，因此是观察光信道中偏振变化的出色工具。完全偏振光的任何偏振态都可以通过球体表面上的三维空间点来描绘，所谓的 Poincaré球的中心位于这个坐标系的原点。球半径对应光幅度。沿着 S3 轴可以找到圆偏振。S1和 S2 轴所跨越平面的赤道上是线性偏振，中间位置表示椭圆偏振。图7 中，我们可以看到球体上有一些绿色的独立偏振态。

偏振多路复用 (PDM) QPSK 信号的 Stokes 空间中的 Poincaré 球

上图中还显示了测得的 x 偏振和 y 偏振 QPSK 信号。这两个信号在采样点上有四个可能的相位差。通过 x 信号和 y 信号与这四个相位差的组合，可以得到 Stokes 空间中测得的蓝点云。（使用只有一个偏振方向的 QPSK 信号，我们只能在 S1 轴上获得一次累积。）

四个偏振态之间的转换在 Stokes 空间中定义了一个类似透镜的目标（参见下图）。由此可见，任何制式的偏振多路复用信号都可以定义此类透镜。

图   PDM QPSK 信号的符号之间的跳变，在左半球中，x 偏振信号（H ：水平）的跳变和右半球的 y 偏振信号（V ：垂直）

图   PST 导致透镜在 Stokes 空间旋转。透镜的法向定义了 Jones 矩阵――此处以 PDM QPSK 信号作为实例。

当我们面对沿着单模光纤光路径的 PST 时，透镜在 Stokes 空间中旋转（参见上图）。根据旋转，我们可以推导出 Jones 矩阵，即类似透镜目标的法向。

如何在 Stokes 空间中表现其他信号衰减效应？PDL 会使透镜发生变形和位移。但这并不影响 Jones 矩阵的恢复。通过变形，可以定量确定 PDL 的大小。CD 与偏振无关，也不会妨碍偏振去多路复用。在这种情况下，星座图是进行定量研究的最佳工具。

符号的确定

成功完成 DSP 之后，接收的符号得以最终确定。在 QPSK 中，判定标准是星座图中测量点的 I 和 Q 值（参见图 10），例如每个具有正 I 和 Q 值的点都理解为“11”。在更先进的制式中，不可能简单地将 I 和 Q 值当成判定标准。这些点被指定给最近的符号。通过 图 10 右侧的扩散云，我们可以看到即使使用相干检测，还是会出现比特误码。如何量化确定这些问题？

图  在 QPSK 中，根据 I 值和 Q 值，在距离最近邻居的距离上采用更高级的制式