【应用】基于eGaN® FET的无线电源传输系统方案

在过去的几年中，无线能量传输的普及在不断增加，特别是针对便携式设备的无线充电应用。本文的焦点是适合在6.78 MHz或13.56 MHz未经许可的ISM（Industrial Scientific & Medical）频带[2]工作、与A4WP[1]标准兼容并采用松散耦合线圈的高度谐振无线解决方案。

目前许多无线能量传输解决方案面向便携式设备的无线充电，而所需的器件特性包括扁平、高效率、在不同的工作条件下能够稳定地工作，以及在某些情况下，重量要轻。这些要求意味着需要高效率并且不需要笨重的散热器的设计。该设计也必须能够在很广阔的耦合和负载变化范围内工作。可以考虑的放大器拓扑结构有几种，例如电压模式D类、电流模式D类和E类等拓扑。

由于E类可以在非常高的转换效率下工作，E类成为许多无线能量传输解决方案的首选拓扑。EPC推出的eGaN FET已经在采用电压模式D类拓扑结构[3、4]的无线能量传输应用中被证实具备高性能，而且，与基于等效MOSFET的系统相比，eGaN FET的峰值转换效率可以高出达4%。在大于12W的各个输出功率级别，系统设计需要一个散热器，使得开关器件和栅极驱动器得以更快速冷却。传统的电压模式D类拓扑的谐振线圈需要在谐振上工作，从而对放大器感应，这样，可以让放大器在ZVS模式下工作，并且解决器件的COSS，否则将导致高损耗，这与在ZCS模式下工作相反。由于具有无功能量（reactive energy），在谐振上工作的线圈会影响线圈的传输效率及引致与匹配电感相关的高损耗。

eGaN FET已经被证明在E类拓扑（Chen et al [5]）可在13.56 MHz频率下工作并为负载输送高达25.6 W功率。无线能量传输系统在非常高的负载电阻（350 Ω）下工作，这保证了高Q谐振，以及实现73.4%的系统效率，这已经包括了栅极功耗。在该例子中，由于并联电容器完全嵌入在实验装置中所使用的EPC1010晶体管中，因此元件数量不多。

简化线圈和负载

为了方便讨论及评估设计，线圈组、器件侧匹配、整流器和负载将被减省为单个reactive元件（ZLoad），如图1所示。所有后续设计和讨论将利用该元件，从而可以在等效负载条件下，对各种不同的拓扑结构进行对等的比较。

图1：整个线圈系统和DC负载的单组件简图。

采用E类放大器拓扑的无线能量传输系统

图2展示出无线能量传输系统的理想单终端E类电路。在这个装置中，利用Cs 以谐振去掉ZLoad的无功部分（reactive    component），从而取得线圈电路至放大器的有效功率。E类放大器的设计和操作有大量文件叙述[6、7及8]。匹配网络的设计针对特定的负载阻抗，以建立零电压和电流开关所需的条件。

图2：使用理想波形的E类放大器。

如果采用E类拓扑结构设计无线能量传输系统，需要对线圈的特性熟悉，并且明瞭从放大器看到负载如何影响阻抗。由于负载所需功率有不同的变化，加上发射与接收线圈之间的耦合，设计就变得更加复杂了。从放大器看到，这样会产生在基于通信的设计中通常不会出现的阻抗变化。在E类设计中，必需考虑这些变化和它对放大器性能的影响。如果该些变化超出了特定的参数，器件会特别容易出现很大的损耗。DC负载阻抗的变化可以改变ZLoad的调谐电抗为电容性或电感性，取决于用来调整线圈组的DC负载阻抗值。

E类放大器的设计

无线E类放大器是基于QL无穷因数（factor of infinity）[9]而设计的。线圈的间距和负载是固定的，以消除发射阻抗的变化。该设计可为以下的线圈提供30  W：对DC负载为20.2  Ω，线圈阻抗ZLoad是14.7  Ω,并且与一个3.1  μH串联。调整至6.78  MHz的线圈使用一个178  pF的串联电容器（Cs），实际上给放大器的，只有14.7 Ω。

为了给14.7  Ω提供30 W，E类放大器需要用31 V电源供电来运行，并联电容器（Csh）与器件的漏极至源极(VDS)的峰值电压为110 V。本设计需要293  pF的并联电容，而任何所选的器件必须有一个相等如或低于等值电荷COSSQ值。具有等值电荷COSSQ电容必需由两个参数来确定；（1）一个是COSS值，它是所选器件的漏极到源极电压的函数。（2）另外一个是器件处于的RMS电压。在这个设计中，RMS电压是78 V。所选的EPC2012[10]的VDS额定电压为200 V，在78 V时，等值电荷COSS是126 pF，因此需要额外电容来完成167 pF的设计，该电容将是Csh。最后，额外电感Le为390 nH。

射频扼流圈（RF[choke）的选择是基于所需的纹波规格和影响电路的最小阻抗。在这个设计例子中，选择了150[μH，而在不降低性能的前提下，也可以使用一个较小的数值。E类设计的总结：

在满载条件下，对设计进行分析，可以预测到器件的损耗大约为 250 mW。这是足够低的损耗而不需要散热器。

E类系统的实验性能

构建一个E类放大器的实验设计，把它连接到WiTricity线圈组[11]和整流器，负载板的RDCLoad设定为20.2 Ω。发射板见图3(没有线圈组)。设计一个适配器电路板作为额外电感（Le）与线圈组的接口，与其他的放大器使用相同的线圈而不需要重新调整，也可以从图3看到。

图3：基于eGaN FET 的E类放大器拓扑的实验装置。

为了正确地评估E类放大器的性能，如果器件的COSS用于匹配电路，栅极所需的功率也必须包括在性能评估中。这还有助于对基于MOSFET的放大器进行公平的比较。通过改变放大器的输入电压，可以测量出作为输出功率函数的eGaN FET实验板效率（见图4）。在这个测试过程中，该板在6.78 MHz下运行。

图4：E类放大器拓扑的效率结果。

图5展示出eGaN FET工作在对20.2  Ω负载提供30  W的实验电路中，它的散热性能。在25°C环境温度工作时，栅极驱动器和eGaN FET的温度仍然保持远远低于50°C。此测试没有使用散热器或采用强制空气冷却。

图5：E类放大器拓扑的散热性能 RDCload = 20.2 Ω, VIN = 28 V, POUT = 30 W.

如果设定匹配网络包含COSS，关于如何比较基于eGaN FET或MOSFET的E类放大器的性能，会引发很多问题。回答这个问题的第一步是看软开关品质因数（FoMSS）[12]。图6比较了EPC2012 [10]  eGaN FET及FDMC86248  [13]     MOSFET的软开关品质因数。所进行的比较是当MOSFET在栅极电压为6 V和10 V时的工作情况。这有助于比较使用相同栅极驱动器的eGaN FET和MOSFET的电路性能。从图6可以看出，eGaN FET的栅极电荷比MOSFET低很多，这是低功率转换器的一个非常重要的考虑因素，因为栅极功率是放大器需要处理的总功率的大部分功率。

如果比较输出电荷，差异则较小。不过，相比MOSFET，在相同的RDS(on)下，eGaN[FET的输出电荷仍然较低、具有较高的额定电压，并且使得基于eGaN FET的E类放大器在较高的电压下运行，从而实现更高的输出功率。基于MOSFET的放大器在栅极电压为6  V时的性能比在10  V时为低，尽管栅极电荷FOM减少了一半。图4显示了在10   V栅极电压时，基于MOSFET的E类放大器的性能。

E类放大器对负载变化的敏感度

由于发射及接收器之间的负载电力需求波动和耦合的变化，因此松散耦合式无线能量传输系统伴随具有很大变化的负载运行。这些变化引致线圈阻抗（ZLoad）变化，从放大器可以看到，从而当在一个特定负载条件下调谐时，除了ZLoad的无功部分（reactive[component）发生很大的变化外，可以从电感性转到电容性。在设计无线电源系统时，必须理解和考虑这些变化。最重要的是，这些变化如何影响器件的功耗。

对E类系统进行测试时改变DC负载电阻（RDCLoad）并保持供给放大器的固定电源电压。图7显示在采用eGaN[FET时，作为DC负载电阻函数的系统效率的实验结果。可以看出，低于设计点（这个例子为20.2[Ω），效率会随着减小了的负载电阻而迅速下降。这种情况等同于器件需要增加负载电流。图7也显示了作为DC负载电阻函数的相应输出功率。

图6：比较基于eGaN FET和MOSFET的E类放大器的软开关品质因数。

图7：在采用eGaN FET时，作为DC负载电阻函数的E类系统效率的实验性能

采用ZVS电压模式D类放大器拓扑的无线能量传输

在本章节中,我们介绍了传统的电压模式D类放大器的ZVS变化。理想的电压模式D类放大器包含驱动负载ZLoad的半桥拓扑结构。由于负载必须由Cs调谐，这个电容器还可以阻隔出现在放大器输出端的平均DC电压。由于器件的输出电容引致电压模式D类放大器的高损耗，因此器件必须在负载被调谐至稍微电感式下运行。然后，输出电感作为自换相输出电压，为ZVS提供必要的条件。不过，调谐负载至电感式可导致线圈组谐振频率随线圈传输效率的下降而改变，因为线圈和放大器之间的循环能量增加了。图8显示了传统的电压模式D类放大器的ZVS变化。在这个配置中，ZVS储能电路（tank[circuit）加进了放大器的输出，从而以一个无负载降压转换器而运行。

图8：ZVS D类放大器的理想波形图。

ZVS储能电路不是在谐振条件下工作，只为在关断条件下，对输出电压的自换相提供必要的负电流。所选的电容CZVS具有非常小的纹波电压分量，在许多无线能量传输应用中通常在1[μF左右。电感LZVS值取决于工作电压VDD、器件的COSS、转换电压转换速率，以及对调谐负载(Cs + ZLoad）阻抗偏移所需的免疫力，可以用下面的公式计算出来（不包括电容式负载偏移）：

其中 ：

请注意，供电电压VDD没有在公式中出现，因为它已经体现在电压转换时间内；而当电压倍增，转换时间也会倍增。为了增加对负载阻抗偏移的免疫力的余量，LZVS值可以减小，从而可以增加器件在关断时的电流。典型电压转换时间范围从2  ns至15  ns，取决于不同的应用。转换时间也应保持尽可能低，以确保负载有足够的电压。

图9：基于eGaN FET 的ZVS D类放大器拓扑的实验装置。

ZVS电压模式D类放大器的设计

构建的ZVS电压模式D类无线放大器使用与E类放大器例子中所用的相同线圈组。该设计可为以下的线圈提供30  W：对DC负载为23.6  Ω，线圈阻抗ZLoad是12.6 Ω，并且与一个3.1 μH串联。调至6.78 MHz的线圈使用一个176 pF的串联电容器（Cs），实际上给放大器的，只有12.6 Ω。

为了给12.6 Ω提供30 W，ZVS D类放大器需要用40 V电源供电来运行。开关器件 需要最少50  [V的 漏极至源极（VDS）并有余量的额定电压最低为50 V。具有等值电荷的电容COSSQ必须由两个参数来确定；（1）一个是COSS值，它是所选器件的漏极到源极电压的函数，（2）另外一个是器件处于的供电电压。在本演示设计中，所选的EPC8009  [14] 的VDS额定值为65  V，在40  V时，电荷等值COSSQ是44.8  pF。要正确地计算电感，两个器件的输出电容必须加起来。如果转换时间大约为1.6 ns，利用公式1可以计算出ZVS储能电路的电容为500 nH。

ZVS D类设计的总结：

在满载条件下，对设计进行分析，可以预测到器件的损耗大约为148 mW。这是足够低的损耗而不需要散热器。

ZVS D类系统的实验性能

构建一个ZVS D类放大器的实验设计，把它连接到与E类例子所使用的相同线圈、整流器，负载板的RDCLoad设定为23.6 Ω。发射板见图9(没有线圈组) 。 利用放大器不同的输入电压，测量出基于eGaN FET实验电路板的效率，该效率是输出功率的函数（见图10）。

图10：ZVS D类放大器的效率。

图11展示出eGaN FET工作在对23.6 Ω负载提供36.4 W的实验电路中，它的散热性能。当在25°C环境温度工作时，栅极驱动器和场效应晶体管的温度均低于70°C。此测试中没有使用散热器或采用强制空气冷却方式。值得注意的是，栅极驱动器IC是最热的元件，这是由于内部自举电路二极管的反向恢复和栅极驱动器内[15]开关节点与接地之间的寄生电容所致。这些因素导致额外损耗，可利用设计或在更高频率工作的未来栅极驱动器来减低损耗。

图11：ZVS D类放大器拓扑的散热性能 –  RDCLoad = 23.6 Ω, VIN = 50 V, POUT = 36.4 W

我们再一次比较eGaN FET和MOSFET的性能，这次是在ZVS[D类放大器中。我们针对软开关FOM，如图12所示，比较了EPC8009[14]   eGaN FET和FDMC8622[16]  MOSFET。 比较了两个MOSFET栅极电压，分别为6 V和10 V。这有助于比较电路中使用相同栅极驱动器的eGaN  FET和MOSFET的性能。从图12可以看到，eGaN FET的栅极电荷再次比MOSFET的栅极电荷低很多。

如果比较输出电荷，eGaN FET和MOSFET的性能差异很大，具有相应较高的有效占空比施加到线圈的eGaN FET可以实现更快速的转换时间。基于MOSFET的放大器的栅极电压为6[V时，比在10V栅极的性能更低，尽管栅极电荷导通电阻的乘积减少了差不多接近一半。图10显示了在5V栅极工作的、基于MOSFET的ZVS D类放大器的性能。实验装置无法超过6.4   W输出功率，因为栅极驱动器超过了85°C的热极限，尽管已经用了强制空气冷却。基于eGaN FET的放大器的栅极功率为26 mW，而MOSFET为232  mW，几乎相差10倍。利用一个具有更大功率的栅极驱动器无疑将有助于提高基于MOSFET的放大器的输出功率，但这样无法提高系统的总效率。此外，由于栅极驱动器的损耗增加了一倍多，使得系统效率可以下降至低于50%，这样，基于MOSFET的转换器有可能不能在13.56 MHz下运行。

ZVS D类放大器对负载变化的敏感度

针对E类拓扑来看，我们再来看看ZVS[D类放大器对负载变化的敏感度。对ZVS  D类系统进行测试时改变DC负载电阻（RDCLoad）并保持供给放大器的固定电源电压。图13显示了在使用eGaN   FET时，作为DC负载电阻函数的系统效率的实验结果。在这个案例中可以看出，输出功率是DC负载电阻的函数，而输出功率随DC负载电阻的增加而增大（见图13）。这是由于随着负载电阻增加，线圈组的Q-factor 也增加了。

图12：比较基于eGaN FET和MOSFET的ZVS D类放大器的软开关品质因数。

图13：在采用eGaN FET时，作为DC负载电阻函数的ZVS D类系统效率的实验性能。

E类放大器拓扑显示出它实现了作为一种简单而高效的无线能量传输转换器的承诺，而且，该转换器的性能通过采用eGaN FET而得以进一步增强，尽管COSS纳入了匹配网络中，这是基于两个因素 –  eGaN FET的栅极电荷低很多，以及在等值QOSS下，它的导通电阻（RDS(on)）也是较低。从给出的例子中可以看到，eGaN FET的额定电压也比MOSFET高出了33%，进一步扩展了可用的输出功率范围。

在相同负载条件下工作时，ZVS D类放大器比E类放大器可以实现更高的系统效率。这主要是由于ZVS开关和消除了主要电流路径中的匹配电感器。eGaN FET可实现这种拓扑结构，因为低栅极电荷要求，以及当使用MOSFET时，利用一个简单自举电源来驱动上部器件会有困难。在13.56 MHz时，如果不使用昂贵的全隔离式电源供电，可能无法驱动上部器件。ZVS D类放大器拓扑进一步被证明对负载变化并不那么敏感，负载变化会引起线圈组阻抗的偏移，而且，如果ZVS储能电路中有足够电流，ZVS D类放大器拓扑甚至可以承受少量的电容性负载。