【经验】SiC MOSFET选择与实际应用中的常见问题集

由于SiC 材料具有更高的击穿场强、更好的热稳定性、更高的电子饱和速度及禁带宽度，因此能够大大提高功率器件的性能表现。相较于传统的Si功率器件，SiC 器件具有更快的开关速度、更好的温度特性使得系统损耗大幅降低、效率提升、体积减小，从而实现变换器的高效高功率密度化。当前碳化硅功率器件主要在新能源汽车的车载充电机、充电桩、计算机电源、风电逆变器、光伏逆变器、大型服务器电源、空调变频器等领域。根据Yole估计，未来市场将有每年30% 左右的高速增长。为此，派恩杰推出1700V、1200V、650V各种电压等级SiC MOSFET以应对市场需求。在从硅器件到碳化硅器件使用转变过程中，客户常常会遇到一些疑问或者使用问题。本文派恩杰针对常见问题进行归纳总结并分享一些解决办法。

图1  SiC功率器件市场预测

SiC 器件目前的性价比怎么样？

SiC器件本身要比Si器件贵，但使用了SiC器件后系统损耗大幅减小而耐高温能力提高，器件导热率更高，因此可以减小散热体积和成本，通过提高频率可以减小磁性器件的体积从而降低成本，由于功率密度的提高系统机械成本也可减少。总之，采用SiC器件后系统综合成本减小，且随着SiC器件需求和产能不断提升，SiC器件本身价格也在不断下降。

图2 SiC方案与Si方案系统成本对比

如何选择合适的SiC MOSFET驱动IC ？

1、由于SiC MOSFET的dv/dt通常可达30V/ns~80V/ns，派恩杰推荐驱动IC的抗干扰性CMTI>=100V/ns。此外为了防止dv/dt通过极间电容耦合到原边产生共模电流，因此要求驱动IC极间电容最好小于2pF。

2、SiC MOSFET的开关频率通常很高，因此死区时间要求更短。为此驱动IC的传输匹配延时要尽量小，派恩杰推荐小于50ns。

3、驱动电流的大小与开关器件工作速度密切相关，为适应高频应用快速开通关断的需求，派恩杰的SiC MOSFET推荐驱动IC峰值电流不小于4A。

4、为了防止发生误开通，通常推荐采用带有源米勒钳位功能的驱动IC。

如何解决SiC MOSFET的桥臂串扰问题？

所谓桥臂串扰是指由于SiC器件速度很快，高速变化的dv/dt通过米勒电容CGD耦合到门极产生误动作。解决桥臂串扰的方法包括三个方面：

1、器件方面：提高门极阈值电压，减小CGD/CGS 比值；

2、驱动电路方面：减小门极驱动电阻Rg或者门极寄生电感Lg；增加外部栅源电容CGS；采用有源米勒钳位；

3、驱动电压方面：派恩杰SiC MOSFET 通常推荐-3V/-4V的负压关断以减小误开通风险 。

总而言之，增加外部电容CGS会降低器件速度，减小Rg增加器件应力，通常不轻易使用。因此为了充分利用SiC MOSFET的高速性能同时防止误开通，派恩杰通常推荐在优化器件本身抗干扰能力的情况下，采用负压关断并配合有源米勒钳位使用。

图3  桥臂串扰

SiC MOSFET 阈值电压Vth比较低，是否意味着误开通风险更大？

误开通是由高速变化的dv/dt，通过米勒电容CGD耦合到门极产生门极电压变化，导致关断时Vgs超过阈值电压而造成的。因此误开通不仅和阈值电压Vth有关，还与dv/dt产生的电压变化有关。以Vee=-3V关断为例，门极电压阈值裕度为ΔVgs_th=Vth-Vee, 当dv/dt趋于无穷大时，dv/dt产生的门极电压变化为：ΔVgs=Vbus*CGD/(CGD+CGS)。可知，当门极电压阈值裕度ΔVgs_th越大于dv/dt造成的门极电压变化ΔVgs，器件Vgs安全裕度越大，误开通风险越小。如图4所示为派恩杰产品和各家竞品1200V、80mΩ产品裕度对比，Vbus=800V，可知虽然派恩杰产品阈值电压略低，但由于优化了器件寄生电容比值，dv/dt造成的门极电压变化非常小，因此Vgs安全裕度反而最大，R家，S家虽然阈值最高，但反而没有安全裕度。因此，评价器件本身误开通风险要综合考量阈值电压和dv/dt产生的门极电压变化。

图4  SiC MOSFET器件本身误开通风险裕量对比

关于SiC MOSFET驱动电压的选择？

1、SiC MOSFT产品可否兼容Si的门极驱动电压，正压如何选择，+12V,+15V驱动可不可以？

目前市面上的SiC MOSFET 推荐驱动正压主要有+20V,+18V,+15V三种规格，考虑到工业界希望SiCMOSFT的驱动电压能与15V Si IGBT 兼容，因此派恩杰的SiC MOSFET 驱动正压为+15V。如图5所示为Vgs与Rds(on)的关系，可知门极电压越高，Rds(on)越小，因此对于推荐电压为+20V,+18V工作的SiC器件。如果在+15V下工作Rds(on)会比标称值大，而派恩杰推荐电压为+15V的SiC器件故Rds(on)与标称值相同。但如果工作在+12VRds(on)也会比标称值大，故一般不推荐+12V工作。但是对于电流极小的器件比如派恩杰1700V1Ω/3Ω的SiC MOSFET 做高压辅助电源应用，为了兼容目前市面上的SiMOSFET控制IC，在客户接受Rds(on)稍高的情况下是允许的。

图5 Vgs 与Rds(on)的关系

2、是否需要负压关断，0V关断可不可以，负压如何产生？

派恩杰除了电流极小的器件1700V 1Ω/3Ω的SiCMOSFET，dv/dt非常小，允许0V关断，其他型号都不允许0V关断。由于SiC MOSFET的阈值电压较低，dv/dt非常大，为了防止误开通，派恩杰通常推荐采用-3/-4V关断，这样有5.2V/6.2V的阈值裕度，比SiMOSFET阈值还高点，抗干扰能力强。此外，负压的产生也比较简单，如图6给出了两种如何利用单极性电源+18V产生+15V/-3V的方法，可知仅需要TVS管和电容就可以实现负压关断。  

图6 单电源产生负压的方法

如何减小SiCMOSFET应用中的门极震荡问题？

由于SiC MOSFET的开关速度很快，因此很容易产生门极振荡问题。为了减小门极振荡可以通过加大驱动电阻来阻尼振荡但是开关损耗会增大故不推荐轻易使用。派恩杰推荐通过优化驱动回路的Layout以减小寄生电感来减小振荡，一方面可以将驱动侧电源电容，驱动电阻和驱动IC尽可能的靠近SiCMOSFET以减小回路长度，另一方面可以在驱动线路PCB下层铺地覆盖驱动线路进一步减小寄生电感。

如何减小SiC MOSFET的电压尖峰？

如图7所示，电压尖峰主要是由于关断时过大的di/dt在回路寄生电感上产生压降(Lp1+Lp2)di/dt造成。因此如果增大门极驱动电阻Rg , di/dt减小，电压尖峰会减小,但是开关损耗会增加。因此，通常不轻易增大Rg,而是通过优化回路寄生电感来实现。如图所示，由于母线电容寄生电感较大回路较长，因此通常需要在尽量靠近器件的地方插入寄生电感小的MLCC/Cer缓冲电容，这样高频电流会流向低阻抗回路，产生电压尖峰会变成Lp1*di/dt，从而使得电压尖峰减小。此外，需要利用PCB多层布线和磁场相消的原理，优化Layout减小寄生电感。

图7 抑制电压尖峰

SiC MOSFET TO247-4比TO247-3的优势是什么，损耗可以减小多少？

如图8左图所示，由于TO247-3封装内部的公共Source电感Ls的存在，会将功率回路高速变化di/dt通过Ls耦合到驱动回路。一方面会使得门极回路振荡更严重，另一方面由于Ls*di/dt电压的反向作用，会减缓SiCMOSFET开通和关断的速度，从而增加了开关损耗。而TO247-4因为有单独的一根Source引线用于驱动，从而旁路了内部公共Source电感作用，避免了内部公共Source电感对开关过程的影响，从而达到减小开关损耗的目的。如图8右图所示为派恩杰1200V,80mΩTO247-3 和TO247-4封装开关损耗对比结果，可知在40A时，TO247-4的总开关损耗相比TO247-3可以减小51%，性能可以大幅度提升。

图8 TO247-3 vs TO247-4 对比图

SiC MOSFET并联中需要注意哪些事项？

为了防止器件并联不均流，主要可以从以下三个方面考虑：

(1)静态不均流需要保证SiC MOSFET本身的参数一致性来实现，需要仔细挑选参数一致的MOSFET来做直接并联。

(2) 为了使得寄生参数一致性较好，需要保证每个SiCMOSFET的驱动回路和主功率回路尽量对称，要求驱动芯片输出到每个SiCMOSFET的栅极距离一样。

(3) 动态不均流会以环流的形式呈现，因此为了减小不均流，需要减小环路电流，即增大环流回路阻抗。如图9所示，为了减小驱动回路造成的环流路径I，需要为每个MOSFET配置单独的电阻Rg1,Rg2, Rs1, Rs2，通常1欧姆左右，以增加回路阻抗，增强动态均流。功率环流路径II通常通过Layout对称保证，必要的情况也可以在回路加入反耦合电感以增加环流回路阻抗。

图9 TO247-4 SiC MOSFET并联