如何认识、测量回波损耗和插入损耗？与S参数有什么关系？

A: S-parameters S参数通过指定反射信号的幅度和相位，描述射频信号如何响应设备端口的值。该名称来源于“散射 Scattering parameter”的S。

S参数表征了DUT的线性响应特性。低频网络的表征通常是建立在测Z Y参数基础上，测量器件的输入或者输出端口上或者网络节点上的总电压或者总电流。由于很难测量高频总电流或者总电压，所以用S参数来表征高频网络。

S参数可以以表格或图形的形式表示，并且是有价值的测量，因为它们可以洞察设备的整体性能和健康状况。

完整的参数应包含传输和反射特性，指标中应包含幅度和相位信息。

这些参数描述可采用S参数(散射参数)来表征被测物的线性响应特性。

双端口器件的S参数包含四个参数(N端口器件S参数包含N^2个参数)。S参数的定义是基于信号电压比值的参数。S参数为矢量。

S参数下标为器件的端口，具体定义为：第一个数字代表信号输出端口，第二个数字代表信号输入端。（网分测试中，被测件与仪表端口1（Port1)连接的端口定义为器件的1端口，与仪表端口2连接的器件端口定义为2端口。）

Sab：表示被测件端口b到端口a的传输系数。

例：被测件输入端为：1端口，输出端：2端口。

S11就是当被测件输出端接匹配负载，此时的输入端也就是1端口的反射系数。

S21：当被测件输出端接匹配负载时，器件 端口1Þ端口2传输系数。同理还有S22，S21。

請注意，输出信号相比于输入信号相位的变化。S参数是一个复数矩阵，反映了在频域范围内的反射信号 / 传输信号的特性（幅度/相位）。

S参数指元器件反射信号和传输信号的特性，因此S参数包含

反射参数，S11，S22等；
传输参数, S12，S21等。

S参数一直占据着微波理论和技术中最重要的位置，它们包括了早已为工程师所熟悉的测量项目，例如 S11（输入匹配）、S22（输出匹配）、S21(增益/ 损耗）、S12(隔离度）等，这些测量项目的测试结果可以很方便地导入到电子仿真工具。

什么是回波损耗？

回波损耗 (return loss) 是S参数(简称 RL），也就是散射参数。回波损耗是反射信号与输入信号功率比值，是标量，通常用对数方式定义。

回波损耗计算公式：

RL= - 20 log（r）= 反射功率（dBm)- 输入功率（dBm)

反射系数、回波损耗、驻波比换算

这里是三个描述反射特性的参数，都可以通过网络分析仪测得。

反射系数是反射电压入射信号电压比值，是矢量，包含幅度和相位信息。造成反射的根本原因为是前面提到的阻抗不匹配，这个结论通过反射系数计算公式可以得到直接反映。

反射系数公式

什么是驻波?

驻波是指频率相同、传输方向相反的两种波，沿传输线形成的一种分布状态。其中的一个波一般是另一个波的反射波。在波形上，波节和波腹的位置始终是不变的，给人“驻立不动”的印象，但它的瞬时值是随时间而改变的。

什么是驻波比?

驻波比是通过传输线上信号包络起伏大小来定义，表示端接任意负载情况下传输线上测得的最大最小电压比。匹配不完全的时候波会有一个振荡，当全匹配时，传输线上只有输入信号，包络恒定，VSWR=1（最好）。一般客户会要求做到2以下。相当于回波损耗要大于10dB，反射系数小于0.33。

什么是插入损耗？

插入损耗（Insertion Loss), （通常简称为 IL) ，是指发射机与接收机之间，插入电缆或元件产生的信号损耗，通常指衰减 (S21)。插入损耗以接收信号电平的对应分贝（dB）来表示。插入损耗公式如下：

回波损耗和插入损耗与S参数有什么关系？

S12为反向传输系数，也就是隔离。

S21为正向传输系数，也就是插入损耗(增益)。

S11为输入反射系数，也就是输入回波损耗。

S22为输出反射系数，也就是输出回波损耗。

在矢量网络分析仪的术语中，一般用参考通道(R) 表示入射波的测量结果。A 通道负责测量反射波，B 通道负责测量传输波（下图）。在知道了这些波的幅度和相位信息之后，便能定量描述被测器件(DUT) 的反射特性和传输特性。

反射特性和传输特性可以用矢量（幅度和相位）、标量（只有幅度）或纯相位表示。例如，回波损耗是反射的标量测量结果，而阻抗则是反射的矢量测量结果。我们也可以使用比值测量法进行反射和传输测量，这样可以避免受到绝对功率以及源功率随频率变化产生的影响。

反射量的比值通常用A/R 表示，而传输量的比值为B/R，它们与仪器中的测量通道有关。

回波损耗(Return Loss)是以对数形式(dB) 表示反射系数的一种方法。回波损耗是反射信号低于入射信号的dB 数。回波损耗总是为正数，介于无限大（使用特性阻抗负载端接）和 0 dB（开路或短路端接）之间。

另一个表示反射的常用术语是电压驻波比(VSRW-Voltage Standing Wave Ration)，它定义为射频包络的最大值与最小值之比。它等于(1 + r)/(1 – r)。VSWR 的数值范围为1（无反射）到无限大（全反射）。

接下来KEYSIGHT演示使用VNA在实验室中进行的S参数测试

图 11"PCB的设计过程中处处是陷阱。时间一久，设计人员逐渐总结了一些经验法则！如何做50Ω阻抗匹配，如何接地等等。我们听听Keysight信号完整性专家Tim是如何说的吧！"

視頻中，从右图开始是插入损耗（S21）。基本上，S21只会告诉你输入待测装置的所有能量、所有信号，从输出传出的信号量。理想情况下，我们希望达到100%的效率，也就是注入待测装置的能量全部释放出来，但实际上做不到。

这时，左图就派上用场了，也就是S11回波损耗参数。你可以知道有多少输入信号能量，在进入Port 1后又立刻返回，也就是说它们根本没有通过待测装置。我们希望它越小越好，理想情况下，它是负无穷大dB。同样的，真实的情况，真实的问题。人们通常只期望在 -10 dB 左右。所以插入损耗就是S21。

因此，我们输入端口 1 的信息，会从Port 2输出。而回波损耗是指，注入端口 1 后，从端口 1 返回的能量。重要的是，通过进行S21和S11量测，你可以了解你的装置在任何特定频率下的表现。

回波损耗值越小，表示信号反射越小，传输质量越好。

在通信领域，回波损耗值是一个重要的指标，用于评估线路和设备的性能。回波损耗值过高可能导致信号衰减、干扰等问题，从而影响通信质量。因此，在设计和运行通信系统时，需要注意回波损耗值的控制和测试。

如何测量插入损耗和回波损耗？时域反射计TDR/时域传输TDT介绍

时域反射计TDR 是一个用途广泛的工具，能让您直观地了解互连性能，快速回答三个常规的重要问题：我的互连是否符合规范、是否适于我的应用，以及我能从哪方面提高其性能？

时域反射计TDR 不止是一个简单的传输线雷达站，用于发送下行脉冲以及查看阻抗不连续的反射，它还是一台可以直接提供一级拓扑模型、S 参数行为模型的仪器，并能通过多达四个通道来表征上升时间衰减、互连带宽、近端和远端串扰、奇模、偶模、差分和共模阻抗、模式转换以及完整的差分通道表征。

当第二个端口与同一传输线的远端相连并且是接收机时，我们称其为时域传输TDT。时域传输 (TDT) 通常显示传输时延。器件或通道的阻抗不连续会导致传输信号失真，因此 TDR/TDT 是增强信号完整性的重要工具。

下图所示为这种结构的示意图。组合测量互连的 TDR 响应和时域传输TDT 响应能对互连的阻抗曲线、信号的速度、信号的衰减、介电常数、叠层材料的损耗因数和互连的带宽进行精确表征。

TDR 可设置用于 TDR/TDT 操作，其步骤是选择 TDR 设置，选择单端激励模式，选择更改被测件类型，然后选择一个 2- 端口被测件。您可以将任何可用的通道指定给端口 2 或点击自动连接，如下图所示。

用于 TDR/TDT 操作的 TDR 设置屏幕。

在最简单的应用中，TDR的端口与单端传输线的末端相连。端口 1 是我们所熟悉的 TDR 响应，而通道 2 是发射的信号。如下图所示，在一条均匀的 8 英寸微带传输线的 TDR 响应中，线末端的阻抗为 50 欧姆。这个阻抗来自与被测件末端相连的电缆，最终连接到 TDR 第二通道内的源端。

8 英寸长微带传输线在 20 毫伏 / 格和 500 皮秒 / 格刻度下的 TDR/TDT 响应。

此应用的时基为 500 皮秒 / 格，垂直刻度为 20 毫伏 / 格。游标用于提取 47.4 欧姆的线阻抗。注意绿线，即通过互连发送的信号，在 100 毫伏 / 格的刻度上，它显示出信号进入线的前端、正好在中途出来、反射离开后端，然后在源端接收。

TDR信号着眼于信号在互连上的往返时间，然后再回到前端，而 TDT 信号则着眼于通过互连的单程。在时域显示中，我们可以看到在线两端加载 SMA 的阻抗不连续，并且能看到它不是完全均匀的传输线。以 20 毫伏 / 格的刻度或 10%/ 格的反射系数来看，阻抗变化约为 1 欧姆。

发射的信号具有比较快的边缘，但从屏幕上难以得到关于接收的信号的过多信息。虽然我们可以直接从屏幕上测量 10-90 或 20-80 的上升时间，但不清楚此信息有何作用，因为互连将边缘扭曲成了不是真正的高斯边缘。这个例子表明，我们可以采用同样的信息内容，但改变其显示方式，以便更快速、更轻松地进行解释。

下图所示为测得的响应，与时域中所示相同，但转换到了频域。单击 TDR 响应屏幕右上角的 S参数选项卡可访问此屏幕。在频域中，我们将 TDR 信号称为 S11，将 TDT 信号称为 S21。这是两个描述频域中散射波形的 S参数。我們之前已經介紹了S11 也称回波损耗，S21 则为插入损耗。垂直刻度为 S参数的幅度，单位为分贝。

转换成频域的 TDR/TDT 响应：回波损耗 / 插入损耗。

蓝线是参考直通的插入损耗。当然，如果有一个完美直通的话，每个频率分量将无衰减传播，接收的信号幅度与入射信号的幅度相同。插入损耗的幅度始终为 1，用分贝表示的话，就是 0 分贝。这个损耗在整个 20 GHz 的频率范围内都是平坦的。

黄线始于低频率下的约 -30 分贝，是同一传输线的回波损耗，即频域中的 S11。绿线是此传输线的插入损耗，或 S21。这个屏幕只显示了 S 参数的幅度，相位信息是有的，但没有显示的必要。

回波损耗始于相对较低的值，接近 -30 分贝，然后向上爬升到达 -10 分贝范围，约超过12 GHz。这个值是对此传输线的阻抗失配和两端的 50 欧姆连接的衡量。

插入损耗具有直接有用的信息。在高速串行链路中，发射机和接收机共同工作，以发射并接收高比特率信号。在简单的 CMOS 驱动器中，一个显著误码率之前可能可以接受-3 分贝的插入损耗。对于简单的 SerDes 芯片而言，可以接受 -10 分贝的插入损耗，而对于先进的高端 SerDes 芯片而言，则可以接受 -20 分贝。如果我们知道特定的 SerDes 技术可接受的插入损耗，那就可以直接从屏幕上测量互连能提供的最大比特率。

根据经验，如果比特率为 BR，信号带宽为 BW，那么最高正弦波频率分量大约为

BW =0.5 x BR，或 BR = 2 x BW。

BW 由能通过互连传送的最高频率信号决定，并且其衰减仍低于 SerDes 可以补偿的值。使用低端的 SerDes 时，可接受的插入损耗可能为 -10 分贝， 我们能从图 30 的屏幕上读取的 8 英寸长微带线的带宽约为 12 GHz。这样操作就能在远高于 20 Gbps 的比特率进行。但是，这只能用于 8 英寸长的宽幅导体。在较长的背板或母板上，有连接器、子卡和过孔，传输特性不会如此清晰。

带两个子卡的母板上 24 英寸互连的插入损耗和回波损耗。

上图所示为一个典型的母板上 24 英寸长带状线互连的 TDR/TDT 响应。此例中，SMA 加载将 TDR 电缆与小卡连接，穿过连接器、过孔场，返回穿过连接器，然后进入 TDR 的第二通道。

绿线是作为 S21 显示的插入损耗。对于这种互连而言，-10 分贝的插入损耗带宽为 2.7 GHz，最大传输比特率约为 5 Gbps，使用低端 SerDes 驱动器和接收机。

互连建模以提取互连特性

将测得的数据作为时域响应或频域响应显示，意味着相比局限于一个域而言，我们可以很容易地提取更多信息。此外，将频域插入损耗和回波损耗的值以 Touchstone 格式文件导出，我们就能够使用先进的建模工具，如 Keysight ADS软件来提取更多的信息。

在此例中，我们将看到均匀的 8 英寸长微带，以及我们如何使用建模和仿真工具来提取材料特性。描述物理互连最简单的模型是一条理想传输线。我们可以使用 ADS软件内置的多层互连库（MIL）来构建这条微带的物理模型，将材料特性参数化，然后提取它们的值。

上图所示为描述传输线的最简单模型，是基板上的一条单一迹线，长度为 8 英寸，电介质厚度为 60 密耳，线宽为 125 密耳。这些参数都是直接从物理互连上测得的。最初我们不知道叠层的总体介电常数和体积耗散因数。但是，我们有测得的插入损耗。上图所示为测得的互连插入损耗，用红圈标出。这与前文中在 TDR 屏幕上显示的数据完全一样。分析中也采用相位响应，但不在此图中显示。

在这个简单的模型中有两个未知参数，即介电常数和耗散因数，我们使用 ADS 内置的优化器在所有参数空间内搜索这两个参数的最佳拟合值，以匹配测得的插入损耗响应与模 拟的插入损耗响应。图 32 中的蓝线是使用 4.43 的介电常数值和 0.025 的耗散因数值模拟的插入损耗的最终值。我们可以看到，测得的插入损耗和模拟的插入损耗一致性非常高， 达到约 12 GHz。这是该模型的带宽。相位的一致性更高，但不在此图中显示。

通过建立简单的模型并将参数值拟合到模型中，以及利用 ADS 内置的二维边界元场解算器和优化工具，我们能够从 TDR/TDT 测量值中提取叠层材料特性的准确值。我们还能证明，此互连实际上很合理。传输线没有异常，没有不明原因的特性，至少在 12 GHz 以下不会出现任何意外情况。

识别导致过多损耗的设计特征

由于测得的 TDR/TDT 数据能直接从 TDR 仪器快速、轻松地导入建模工具，从而帮助我们找出意外或异常行为的根本原因，因此调试时间有时能从几天缩短到几分钟。下图所示为三种结构测得的 TDT响应。顶端的水平线是从参考直通测得的插入损耗，可以看到当互连基本上为透明时，响应非常平。这种测量直接反映了仪器的能力。

参考直通、均匀线（被测件 1）和作为差分对一部分的均匀线（被测件 2）上测得的插入损耗。

从上往下的第二条线就是前文中所见的 8 英寸单端微带线的插入损耗。第三条线是另一条九英寸长均匀微带传输线测得的插入损耗。然而，该传输线的插入损耗上有一个约 6 GHz 的大波谷。这个波谷极大地限制了互连的可用带宽。第一条传输线的 -10 分贝带宽约为 12 GHz，而第二条线的 -10 分贝带宽约为 4 GHz。这表示可用带宽降低了三分之二。如需优化互连设计，首先要着手的是了解这个波谷从何而来。

是什么原因导致了这个大波谷？

第二条传输线中没有过孔，这条传输线是一条均匀微带。SMA 加载与第一条传输线相同。巧合的是，尽管这是一个单端测量，但这条被测的传输线外还有另一条平行的传输线与其物理相邻，间距约等于线宽。但是，相邻的传输线上也端接了 50 欧姆的电阻。

是否有可能另外一条迹线的逼近在某种程度上导致了这个大波谷？如果是这样，另一条线的哪些特征影响了波谷频率？

要回答这个问题，方法之一是为两条耦合线的物理结构建立一个参数化的模型，验证模拟的插入损耗与测得的插入损耗匹配，然后调整方面的模型，探索设计空间。

上图所示为 ADS 中使用 MIL 结构的两条耦合传输线的简单模型。所有物理和材料属性均进行了参数配置，以便在以后进行更改。我们假设两条均匀等宽线的简单模型，有间距、长度、电介质的厚度、介电常数和耗散因素。我们使用千分尺从结构上测得的各种几何条件，并使用从均匀传输线测得的相同的介电常数和耗散因素。

ADS 中的集成 2D 场解算器会自动用这些几何值计算传输线的复合阻抗和传输特性，并模拟频域插入损耗和回波损耗性能，与实际测量中的配置完全一样。

我们将 TDR 中测得的插入损耗数据以 Touchstone 格式带入 ADS，然后将测得的响应与模拟响应进行比较。图 34 所示为插入损失的幅度（单位为分贝）和插入损失的相位。红色圆圈是测得的数据，与 TDR 仪器屏幕的显示相同。蓝线是基于这个简单模型的模拟响应，没有参数拟合。

一致性达到了惊人的约 8 GHz。这表明，没有出现任何异常情况。没有出现任何超出两条耦合有损线正常行为的情况。在此例中，未被驱动的第二条线端接了 50 欧姆电阻， 而模型的设置也与之匹配。我们看到，当一条单线用在一对线当中时，插入损耗上会出现反常的波谷，而当这条单线被隔离时，波谷并不会出现。通过场解算器我们证实了这一点，是相邻线的接近在某种程度上导致了波谷的产生。

引起这种灾难性的行为效果并不反常，只是很微妙。我们可能花上几个星期的时间在新的板子上陆续测试一个个效果，试图找出影响此行为的原因。例如，我们可以改变耦合长度、线宽、间距、电介质厚度，甚至是介电常数和耗散因数，来探寻是什么影响了谐振频率。我们也可以使用如 ADS 这样的仿真工具进行同样的虚拟实验。只有当我们相信工具能准确地预测这种行为时，我们才可以用它来探索设计空间。

改变两条有插入损耗波谷影响的传输线之间的间距。

虚拟实验之一是改变线间距。当迹线靠近或远离时，一条线的插入损耗上的谐振吸收波谷会出现什么情况？图 35 所示为简单的两条耦合线模型中一条线上模拟的插入损耗， 间距分别为 50、75、100、125 和 150 密耳。红色圆圈为单端迹线测得的插入损耗。每条线表示不同间距下插入损耗的模拟响应。频率谐振最低的迹线间距为 50 密耳，之后是 75 密耳，最后是 150 密耳。

随着间距增加，谐振频率也增加，这差不多与直觉相反。大多数谐振效应的频率会随着尺寸增加而降低。然而，在这个效应中，谐振频率却随着尺寸和间距的增加而增加。要不是前文中我们已经确认模拟数据和实测数据之间非常一致，我们可能会对模拟结果产生怀疑。

波谷显然不是谐振效应，其起源非常微妙，但与远端串扰密切相关。在频域中，当正弦波进入第一条线的前端时，它会与第二条线耦合。在传播中，所有的能量会在一个频率点从第一条线耦合到相邻线，导致第一条线上没有任何能量，因此出现一个大波谷。

随着频率提升，能量会耦合回到第一条线，这个过程会重复。这是模式和紧密耦合系统的基本属性。它最终关系到这样一个事实，即在一对线上传播的奇模和偶模这两种模式， 在微带中具有不同的速度。如果这是合理的解释，并且这两条耦合线位于偶模和奇模行进速度相同的带状线内，那么就不会出现波谷。

上图中还显示了单一带状线传输线的模拟插入损耗，这条传输线具有相同的线宽，与一条端接迹线相邻，间距为 115 密耳。在 6 GHz 上没有波谷，插入损耗随频率平稳下降， 这都是由于叠层的介电损耗导致的。

这说明了一个重要的设计原则：如需在单端传输线上获得绝对最高的带宽，那么就要避免间隔紧密的相邻线，无论这条线是如何端接的。