详解大功率电源中MOSFET功耗的计算

功率MOSFET是便携式设备中大功率开关电源的主要组成部分。此外，对于散热量极低的笔记本电脑来说，这些MOSFET是最难确定的元件。本文给出了计算MOSFET功耗以及确定其工作温度的步骤，并通过多相、同步整流、降压型CPU核电源中一个30A单相的分布计算示例，详细说明了上述概念。

也许，今天的便携式电源设计者所面临的最严峻挑战就是为当今的高性能CPU提供电源。CPU的电源电流最近每两年就翻一番。事实上，今天的便携式核电源电流需求会高达60A或更多，电压介于0.9V和1.75V之间。但是，尽管电流需求在稳步增长，留给电源的空间却并没有增加—这个现实已达到了热设计的极限甚至超出。

如此高电流的电源通常被分割为两个或更多相，每一相提供15A到30A。这种方式使元件的选择更容易。例如，一个60A电源变成了两个30A电源。但是，这种方法并没有额外增加板上空间，对于热设计方面的挑战基本上没有多大帮助。

在设计大电流电源时，MOSFET是最难确定的元件。这一点在笔记本电脑中尤其显著，这样的环境中，散热器、风扇、热管和其它散热手段通常都留给了CPU。这样，电源设计常常要面临狭小的空间、静止的气流以及来自于附近其它元件的热量等不利因素的挑战。而且，除了电源下面少量的印制板铜膜外，没有任何其它手段可以用来协助耗散功率。

在挑选MOSFET时，首先是要选择有足够的电流处理能力，并具有足够的散热通道的器件。最后还要量化地考虑必要的热耗和保证足够的散热路径。本文将一步一步地说明如何计算这些MOSFET的功率耗散，并确定它们的工作温度。然后，通过分析一个多相、同步整流、降压型CPU核电源中某一个30A单相的设计实例，进一步阐明这些概念。

计算MOSFET的耗散功率

为了确定一个MOSFET是否适合于某特定应用，你必须计算一下其功率耗散，它主要包含阻性和开关损耗两部分：

PD_{DEVICE TOTAL} = PD_RESISTIVE + PD_SWITCHING

由于MOSFET的功率耗散很大程度上依赖于它的导通电阻(R_DS(ON))，计算R_DS(ON)看上去是一个很好的出发点。但是MOSFET的R_DS(ON)与它的结温(TJ)有关。话说回来，T_J又依赖于MOSFET的功率耗散以及MOSFET的热阻(Θ_JA)。

同步整流器的功耗

除最轻负载以外，各种情况下同步整流器MOSFET的漏-源电压在打开和关闭过程中都会被续流二极管钳位。因此，同步整流器几乎没有开关损耗，它的功率消耗很容易计算。只需要考虑阻性损耗即可。

最坏情况下的损耗发生在同步整流器工作在最大占空比时，也就是当输入电压达到最大时。利用同步整流器的R_DS(ON)HOT和工作占空比，通过欧姆定律，我们可以近似计算出它的功率消耗：

PD_{SYNCHRONOUS RECTIFIER} = [I_LOAD² × R_DS(ON)HOT] × [1 - (V_OUT/V_INMAX)]

开关MOSFET的功耗

开关MOSFET的阻性损耗计算和同步整流器非常相似，也要利用它的占空比(不同于前者)和R_DS(ON)HOT：

PD_RESISTIVE = [I_LOAD² × R_DS(ON)HOT] × (V_OUT/V_IN)

开关MOSFET的开关损耗计算起来比较困难，因为它依赖于许多难以量化并且通常没有规格的因素，这些因素同时影响到打开和关闭过程。我们可以首先用以下粗略的近似公式对某个MOSFET进行评价，然后通过实验对其性能进行验证：

PD_SWITCHING = (C_RSS × V_IN² × f_SW × I_LOAD)/I_GATE

其中C_RSS是MOSFET的反向传输电容(数据资料中的一个参数)，f_SW为开关频率，I_GATE是MOSFET的栅极驱动器在MOSFET处于临界导通(V_GS位于栅极充电曲线的平坦区域)时的吸收/流出电流。

如果阻性和开关损耗已达平衡，但总功耗仍然过高，有多种办法可以解决：

• 改变问题的定义。例如，重新定义输入电压范围。

• 改变开关频率以便降低开关损耗，有可能使用更大一点的、R_DS(ON)更低的开关MOSFET。

• 增加栅极驱动电流，有可能降低开关损耗。MOSFET自身的内部栅极电阻最终限制了栅极驱动电流，实际上限制了这种方法的有效性。

• 采用一个改进技术的MOSFET，以便同时获得更快的开关速度、更低的R_DS(ON)和更低的栅极电阻。

脱离某个给定的条件对MOSFET的尺寸作更精细的调整是不大可能的，因为器件的选择范围是有限的。选择的底线是MOSFET在最坏情况下的功耗必须能够被耗散掉。

热阻

下一步是要计算每个MOSFET周围的环境温度，在这个温度下，MOSFET结温将达到我们的假定值(按照前面所示的迭代过程，确定合适的MOSFET来作为同步整流器和开关MOSFET)。为此，首先需要确定每个MOSFET结到环境的热阻(Θ_JA)。

热阻的估算可能会比较困难。单一器件在一个简单PCB上的Θ_JA测算相对容易一些，而要在一个系统内去预测实际电源的热性能是很困难的，那里有许多热源在争夺有限的散热通道。如果有多个MOSFET被并联使用，其整体热阻的计算方法，和计算两个以上并联电阻的等效电阻一样。

可以用下面的公式计算MOSFET的管芯相对于环境的温升：

T_J(RISE) = PD_{DEVICE TOTAL} × Θ_JA

接下来，计算导致管芯达到预定T_J(HOT)时的环境温度：

T_AMBIENT = T_J(HOT) - T_J(RISE)

如果计算出的T_AMBIENT低于机壳的最大额定环境温度(意味着机壳的最大额定环境温度将导致MOSFET的预定T_J(HOT)被突破)，必须采用下列一条或更多措施：

• 升高预定的T_J(HOT)，但不要超出数据手册规定的最大值。

• 选择更合适的MOSFET以降低MOSFET的功耗。

• 通过增加气流或MOSFET周围的铜膜降低Θ_JA。

重算T_AMBIENT (采用速算表可以简化计算过程，经过多次反复方可选出一个可接受的设计)。另一方面，如果计算出的T_AMBIENT高出机壳的最大额定环境温度很多，可以采取下述可选步骤中的任何一条或全部：

• 降低预定的T_J(HOT)。

• 减小专用于MOSFET散热的覆铜面积。

• 采用更廉价的MOSFET。

  
  

最后这几个步骤是可选的，因为在此情况下MOSFET不会因过热而损坏。不过，通过这些步骤，只要保证T_AMBIENT高出机壳最高温度一定裕量，我们可以降低线路板面积和成本。

上述计算过程中最大的误差源来自于Θ_JA。你应该仔细阅读数据资料中有关Θ_JA规格的所有注释。一般规范都假定器件安装在1in²的2oz铜膜上。铜膜耗散了大部分的功率，不同数量的铜膜Θ_JA差别很大。例如，带有1in²铜膜的D-Pak封装Θ_JA会达到50℃/W。但是如果只将铜膜铺设在引脚的下面，Θ_JA将高出两倍(表1)。

如果将多个MOSFET并联使用，Θ_JA主要取决于它们所安装的铜膜面积。两个器件的等效Θ_JA可以是单个器件的一半，但必须同时加倍铜膜面积。也就是说，增加一个并联的MOSFET而不增加铜膜的话，可以使R_DS(ON)减半但不会改变Θ_JA很多。

最后，Θ_JA规范通常都假定没有任何其它器件向铜膜的散热区传递热量。但在高电流情况下，功率通路上的每个元件，甚至是PCB引线都会产生热量。为了避免MOSFET过热，需仔细估算实际情况下的Θ_JA，并采取下列措施：

• 仔细研究选定MOSFET现有的热性能方面的信息。

• 考察是否有足够的空间，以便设置更多的铜膜、散热器和其它器件。

• 确定是否有可能增加气流。

• 观察一下在假定的散热路径上，是否有其它显著散热的器件。

• 估计一下来自周围元件或空间的过剩热

结论

热管理是大功率便携式设计中难度较大的领域之一。这种难度迫使我们有必要采用上述迭代过程。尽管该过程能够引领板级设计者靠近最终设计，但是还必须通过实验来最终确定设计流程是否足够精确。计算MOSFET的热性能，为它们提供足够的耗散途径，然后在实验室中检验这些计算，这样有助于获得一个健壮的热设计。