如何为降压应用选择合适的Buck转换器和控制器?

2024-06-29 SCT芯洲科技公众号
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技术文章 | 如何为降压应用选择合适的Buck转换器和控制器?


01  DCDC降压稳压器是什么

DC-DC电源中常用的降压稳压器,依靠两个功率开关管来执行开关功能。开关管在控制器的驱动作用下,以一定的占空比交替在电感里存储能量并释放给负载。一般从芯片是否集成了开关管来区分DCDC降压稳压器:降压转换器(集成功率开关管)和降压控制器(外置功率开关管)。

图1  SCT2A23降压电路


降压转换器如图1由一颗SCT2A23芯片、一个功率电感L1及输入输出电容,构成了100V输入转换成12V输出的降压电路,功率开关管集成在了芯片内部,如图2所示HS、LS。

图2  SCT2A23 芯片内部框图


降压控制器如图3所示,芯片内部无功率开关管。

图3 SCT82A30 降压控制器内部框图


如图4所示,降压控制器内部只有控制电路,故而叫控制器。需外加功率开关管才能构成一个完整的降压电路:由SCT82A30、两个功率开关管Q1和Q2、功率电感L1及输入输出电容,构成了100V输入转换成5V输出的降压电路。

图4 SCT82A30 降压电路


02  转换器与控制器的应用特点

同步Buck转换器与控制器到底孰优孰劣涉及诸多考量,如功率需求、空间约束、成本控制等。

实际应用中,转换器主要用于较高电压转换至较低压的输出,比如12/24/48V转5V,5V转1.2V/1.8V等。这类应用下,下管会有更长的导通时间,因此下管比上管更低的Rdson设计,有利于均衡上下管所产生的导通损耗和覆盖大部分应用需求。如图5 SCT2A23,上管Rdson是530mΩ,下管Rdson是220mΩ。

图5  SCT2A23部分参数

因此对于某些大占空比输出特殊应用场合时,由于内部MOS固定,转换器可能不能实现标称的最大电流能力输出。控制器则可根据应用需求灵活选择不同的外置MOSFET,调整上下管的功率损耗分配。


03 如何正确选择Buck控制器的功率MOS

功率MOS作为Buck系统功率路径的阀门与功率损耗的承载者,选好功率开关管对电源系统的高效稳定运作十分重要。这需要系统效率/温升情况/空间尺寸/成本等多维度综合考虑。 


1、功率MOS的耐压

MOS管的漏源耐压需要大于开关节点的最大关断震荡尖峰电压,这需要考虑最大输入DC电压下的SW节点尖峰电压VSW_PEAK=VIN_MAX+VNOISE 如图6仿真值


在初步选项时,通常耐压可以先以VDS>120%×VIN_MAX的安全裕量进行考虑。噪声电压VNOISE是由功率环路寄生杂感在快速的di/dt开关变化下产生,调试时可以通过减缓开通关断速率或增加RC吸收的方式降低,确保VSW_PEAK在MOSFET安全耐压内。

图6 开关节点电压尖峰

2、控制器驱动MOS的损耗分析

为确定MOSFET是否适合某一应用,需要先计算其功率损耗和温升情况,再去考虑哪些关联参数可以优化。首先,MOSFET上产生的总损耗PTotal=导通PCON+开关损耗PSW 如图7两部分能量损耗:

 图7  MOSFET功率损耗构成

导通损耗PCON通过欧姆定律即可得出,D为导通占空比:(1)

上管开关损耗依据如下公式,开通与关断分别是在电感电流的谷值和峰值进行动作(2)

开关MOS管的开启关断过程如下图8所示,开关过程的损耗发生在电流电压的极速变化区间,从栅极电压升至VGS_th阈值电压到米勒平台结束的时间,记作tf,从米勒平台开始到栅极降至VGS_th阈值电压的时间,记作tr。

图8  MOSFET开通关断过程


tr和tf是与控制器的内部驱动参数和外置MOS的特性参数相关,如图9所示的驱动环路,其计算可根据电荷量公式Q=I×t近似得出(3)

图9   控制器驱动MOSFET的驱动环路

 

式中RG为控制器驱动端外部串联到MOSFET栅极的驱动电阻。RON_H和RON_L分别是控制器驱动端内部的导通漏源阻抗,如下图截取控制器SCT82A30电气性能表格中列出的Gate Driver值。

因此,MOS管的总栅极电荷量Qg、开通阈值电压VGS_th、驱动器内部的漏源阻抗RON以及驱动电压VDD,对MOS管在高速开关过程中的开关损耗有较大的影响。


下管的开关瞬态过程损耗,主要是死区时间内体二极管的续流损耗,损耗值

PSW_L可由(4)

其中tLGD_DT和tHGD_DT分别是上管导通时的死区时间和下管导通时的死区时间。在规格书中分别是25ns和22ns。

确认极限应用时的内部结温(热阻)

除了损耗,需要对器件进行热评估,初步判断所选MOS管的结温情况能否满足所需,确保结温限制在一定安全裕量。不同的热特性参数(热阻)描述的是因损耗产生的热在不同传播路径的阻抗(如图10)。

图10  封装器件热传递路径


两节点之间的温度差(ΔT)=两点之间的热阻值Rθ×在器件上的总损耗PTotal;

初步评估通常使用热阻值RθJA(结温到环境温度的热传递路径)和RθJC(结温到器件壳表面中心热传递路)(5)

SCT82A30是一颗5.5V-100V输入的同步降压控制器,可以提供驱动端2.3A和3.5A栅极拉罐电流能力,有效降低对外置MOSFET结电容等参数的要求,实现大功率大电流场景应用。内部提供7.5V稳压源,用于驱动外部MOSFET开通于合理的线性区;

图11  外部供电VCC图示


芯片可选两种外部电源供电为VCC供电,降低了芯片在高输入电压时内部LDO耗散的功率, 降低发热,提高系统整体效率。当EXTVCC超过4.7V时关闭内部LDO、接通到VCC。如图12在48V/72V应用时,使用外部EXTVCC带来13%效率提升。

图12  SCT82A30外部供电效率差异

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