【经验】高压功率逆变器设计中采用SiC FET配合PWM4策略可显著降低整体功耗

能源行业前景正在不断变幻，对使用碳基燃料的担忧不断加重，充分利用可再生能源的趋势正在加强。光伏（PV）板和风力发电机纷纷涌现在陆地和海岸线各处。大型可再生能源发电装置需要更高的运行电压才能降低装置成本和功率损耗——这给功率逆变器设计带来了挑战，这些设计需要较高的直流输入电压，并将其转换成交流输出电压，以供电网配电使用。

双电平电压源型逆变器（2L-VSI）是低压应用中一种广受欢迎的拓扑结构，但是在高压应用中，它普遍被更复杂但是更高效的多电平拓扑结构所取代，例如三电平中点箝位逆变器（3L-NPC）。添加第三态，即中性态，可以降低开关损耗以及过滤器和开关组件的压力，从而比2L-VSI适合较高的运行电压。3L-ANPC，即三电平有源中点钳位型拓扑，是进一步发展的成果，它用晶体管替代了钳位二极管（图1a和1b）。这种方法得到的电路更加复杂，每个相臂有6个晶体管。可以理解的是，工程师可能无法确定要为应用选择哪种拓扑结构，考虑成本后尤其如此，因为晶体管和相关栅极驱动比它们取代的二极管贵很多。

【图1：基于3L-NPC和3L-ANPC拓扑结构的相臂】

本文提供了一些指导，解答了比3L-NPC具有更高成本和复杂性的ANPC拓扑结构能带来哪些好处的问题。增加的可控制开关使得将开关损耗限于特定晶体管以及显著提高整体效率成为了可能。文中介绍了ANPC调制策略并与3L-NPC进行对比。控制复杂性是非常重要的设计考量因素，因此文中还提供了一些关于实施的见解。

比较逆变器调制方案
由于增加了2个晶体管，可能的开关状态总数从16（3L-NPC）增加至64（3L-ANPC）。然而，虽然两个逆变器的状态都可以分为安全、危险和破坏性三类，但是增加的Q5和Q6两个晶体管在其中一个或两个导电时，可将3L-NPC中的部分危险状态变为3L-ANPC中的安全状态，因为它们起到电压钳的作用。

为了简化操作说明，晶体管分组到换流单元中。请参见图1a中显示的3L-NPC逆变器的一个相臂，Q1和Q3位于一个单元中，Q2和Q4 位于另一个单元中（表1）。

【表1：3L-NPC相臂的开关状态】

在O状态中，由于Q2和Q3维持在开态，且根据电流方向，D5或D6导电，相臂的输出（图1中的交流端子）被钳制到中性点（直流环节电容器）。在P状态或N状态中，AC端子分别关联到正轨或负轨。总之，3L-NPC逆变器由两个PWM信号控制，这些信号由微控制器PWM外围电路轻松生成，且微控制器或栅极驱动添加了信号逆转和死区互锁。要了解3L-ANPC调制策略，请参阅此处PWM1相关内容所述，不过单元数量增加至3个并且有2个中性态（表2）。

【表2：使用PWM1策略时3L-ANPC相臂的开关状态】

PWM1与3L-NPC调制类似，让Q5和Q6同步整流，从而提高效率。不同之处在于，无论电流方向如何，功率因数如何，在正半个交流线路周期中，电流都必须经过处于O+状态下的Q2和Q5，而在负半个周期中，电流经过处于O–状态下的Q3和Q6。因为单元2始终以线路频率开关，所以开关损耗集中在单元1和3中，在逆变器模式下（直流转交流操作）主要集中在Q1和Q4中，在整流器模式下（功率流从交流转直流）主要集中在Q5和Q6中。对于每个逆变器臂，微控制器中都需要有3个PWM沟道，还要有信号逆转和死区互锁。

ANPC PWM2策略拥有3个与PWM1相同的整流单元，但是开关状态不同。在逆变器模式和整流器模式下（以及二者之间），开关损耗仅集中在单元2中。

【表3：使用PWM2策略时3L-ANPC相臂的开关状态】

PWM2的主要优势是除了Q2和Q3外的每个开关位置都可以使用较低的性能、较低成本的器件，而Q2和Q3可从碳化硅的性能优点中获益。不过如采用下一个ANPC PWM策略，即此处所谓的PWM4（为了文章简洁，略过了PWM3），该优点就会失色。采用PWM4时，有2个换流单元和1个中性态，类似3L-NPC（表4）。

【表4：使用PWM4策略时3L-ANPC相臂的开关状态】

单元1和单元2在负半个交流周期和正半个交流周期中分别交替采用线路频率和开关频率。电流以任意方向流经两个钳位通路，从而降低Q2、Q3、Q5和Q6中的传导损耗。然而，通过使用正向和反向传导损耗相等的器件，如UnitedSiC共源共栅FET，中性态期间每个FET的损耗可减半。使用这些器件的另一个好处是无反向或正向膝点电压，因而效率更高。图2显示的是此PWM策略的状态图。

【图2：3L-ANPC相臂的PWM4策略状态图】

与3L-NPC一样，PWM4可以轻松实施，并有两个微控制器PWM沟道。状态之间可以无缝过渡，仅按要求添加两个死区互锁状态，以避免开关期间出现危险状态。这可以促进中性点平衡方案，如冗余短矢量和最近的三个虚拟空间矢量。

选择适合的PWM策略
必须进行基于运行条件的功耗评估，才能选出最适合的拓扑结构、PWM策略和功率半导体。通过假设散热器温度，并了解所用二极管和FET的部分关键信息（如开关损耗与电流关系、R_DS(ON)变化与结温关系、温度随功率损耗而增加的情况），我们可以建模。我们可以快速分析各种配置，以确定哪些内容值得进一步调查，哪些应当放弃。

例如，考虑开关频率为25 kHz、直流输入电压为1160 V、交流两线间电压为600 V rms的150 kVA三相逆变器。图3显示的是采用上文所述的全部3个PWM策略时3L-NPC和3L-ANPC拓扑结构的功率损耗比较。此示例中的FET是UnitedSiC UF3SC120009K4S，一个1200V/9mΩ的SiC FET。结果清晰地表明，PWM4在总损耗方面具有极大的优势，在逆变器模式中的导电损耗方面尤其如此（图3a）。整流器模式中的PWM1和PWM2紧随其后。PWM4的效率比3L-NPC高，这再一次支持了“ANPC增加成本和复杂性是合理的”这一论点。

【图3：3L-NPC和3L-ANPC逆变器功率损耗评估，在每个开关位置采用2个并联UF3SC120009K4S，除了3L-NPC以外，它的D5和D6采用2个并联的UJ3D1250K2 SiC二极管；(a) 逆变器模式，功率因数= 1，(b) 整流器模式，功率因数= -1】

 
实施PWM4的另一个好处是，PWM的信号生成与3L-NPC一致，分别从Q3和Q2复制Q5和Q6的栅极信号。这意味着，采用此开关策略时，将设计从3L-NPC拓扑结构升级为3L-ANPC要比上文讨论的其他方法简单。
 
优化逆变器
由于部分开关位置的负载比其他位置轻，可以使用较小的FET节省成本，甚至在某些开关位置使用低成本IGBT也是合理的。另外一个考虑因素是电路在高环境温度下的性能如何，例如散热器温度达到100 °C的情况下，对于太阳能逆变器而言这一点尤为重要。现在着重考虑采用PWM4调制的ANPC拓扑结构，与前面一样，在比较过程中，Q1和Q4中安装2个并联UF3SC120009K4S。Q2和Q3中有2个并联UF3SC120016K4S和1个1200 V，16 mΩ SiC FET或者2个并联1200V/75A高速IGBT，每个都与二极管一同封装。类似地，与前面一样，Q5和Q6包含2个并联UF3C120040K4S以及1个1200V/35mΩ SiC FET或者2个并联且相同的1200V/75A IGBT。如图4所示，损耗计算结果表明效率存在明显差异，尤其是在整流器模式中（图4b）。在逆变器模式中（图4a），Q5和Q6中的IGBT表现出了与SiC FET相同的性能，而Q2和Q3中的功耗上升则促使设计师进一步审查为这些开关位置选择IGBT的决定。

【图4：PWM4的结合半导体效率，Tsink = 100 °C，每个Q1和Q4开关位置含2个并联UF3SC120009K4S，每个Q2和Q3含2个并联UF3SC120016K4S或2个并联的1200 V，75 A高速IGBT；每个Q5和Q6含2个并联UF3C120040K4S或2个并联1200 V，75 A IGBT；(a) PF = 1，(b) PF = -1】
 
如预期一样，性能差异是由SiC FET的较低开关损耗造成的，但有趣的是，传导损耗也较低。部分原因可能是消除了IGBT中存在的膝点电压，还有部分是因为UnitedSiC的共源共栅FET中的R_DS(ON)异常低。这是一个关键的设计特性，在基于运行条件选择逆变器拓扑结构和PWM策略时必须予以考虑。

结论
通过评估不同功率组件的功率损耗和整体效率，工程师能够在为大功率高压应用选择拓扑结构、开关策略和功率半导体时作出明智的决策。从3L-NPC升级到3L-ANPC架构会增加成本，因为二极管会被更昂贵的晶体管加栅极驱动取代。然而，如此处所示，在需要高效率的应用中，其优点可以胜过增加的成本和设计复杂性。此处介绍的调制策略，如ANPC逆变器的PWM4策略，可以显著降低整体功率损耗，且在控制方面与3L-NPC非常相似。