【应用】瑞萨两种新电路技术应用于测量电力的高压侧电流，具有更高精度和增益带宽
本应用说明讨论了两种新的电路技术，可用于测量电力应用中的高压侧电流。与标准的差分放大器配置相比，这些新配置提供了相当高的精度和增益带宽。
1.简介
在许多应用中，需要感知电源总线高压侧的电流，并将其转化为相对于地面的电压，该电压与该电流成正比（见图1）。通常情况下，这个电压被送入微控制器或用作开关电源控制器的模拟输入。本应用说明比较了几种高压侧电流感应的方法，包括两种简单的技术，使用低压放大器感应高压轨上的电流。
感应高压侧电流有多种方法，但没有单一的解决方案。ISL28006（见图2），是一个适用于高达28V的应用的紧凑型解决方案。固定增益版本几乎不需要任何外部元件，而且与同类产品相比，450μV的最大过温偏移是非常好的；然而，有些应用需要更低的偏移以获得更好的精度，或者需要感应大于28V的电压轨（指最高和最低电压的电压差）。
高电压运算放大器可用于标准的差分放大器配置，但该电路在高电压轨上放大低电压时需要非常严格的电阻匹配。例如，如果使用1%的电阻在5V轨道上感应10mV，放大50，并假设放大器的偏移为零，最坏情况下的误差是~37%。
图3显示了这个最坏情况下的公差的数字例子。根据电阻分压器的最坏情况值0.99kΩ和50.5kΩ，计算出放大器非反相端电压为4.9137V，反相端电压通过虚拟空值是一样的。1.01kΩ电阻中的电流为（5V-4.9137V）/1.01kΩ=85.4µA。输出是4.9137V - 85.4µA × 49.5kΩ = 683mV。这比50kΩ和1kΩ电阻的标称值50×10mV=500mV高出37%。
有一点需要注意：图2中的差分放大器配置需要使用额定电压与被感应的高轨相同的放大器。在5V标称电源轨上工作的低偏移运算放大器比在更高的电源轨上工作的放大器要好得多。最好的5V放大器有µVs的偏移。最好的高压（30~40V）放大器有10μV到100μV的偏移。
2.改进的电流感应测试电路
本应用说明的其余部分探讨了两种电路技术（图4和图5），它们允许使用传统的5V运算放大器来感应高压轨上的电流。一个简单的、低功耗的偏置方案被用来为放大器供电。此外，整个电路的增益带宽可以比放大器本身的增益带宽高得多。这在应用中可能是一个显著的优势，因为其目标是在一个以数百千赫兹运行的开关电源中感应电流，并能够保留高频谐波。图4显示了一种电路技术。这个例子显示了12V轨道上的分流器被ISL28133斩波器稳定放大器测量。由于有负反馈，分流器上的电压也出现在电阻R9上。
电阻器R9上的电压，决定了通过R9的电流。同样的电流流过缓冲晶体管Q3的漏极和源极，并通过R9。
缓冲晶体管Q3的漏极和源极，并通过R7，产生一个相对于地的电压，该电压与高压侧电流成正比。
高边电流。放大分流电压的总误差是由于R7、R9和偏移电压的误差。用0.1%的电阻和ISL28133的8μV偏移，感应10mV的误差是<0.3%。(每个电阻的0.1%，8μV/10mV=0.08%的偏移误差）。这比图3中的差分放大器的精度高10倍以上。
注意：这个电路可以使用电阻R8和齐纳二极管D1进行偏置而不需要太多耗损。电阻器R8只需要为ISL28133提供电源电流（25μA）和~5mA来偏置齐纳二极管。
即使有一个48V的高压轨，偏置放大器的总功率也只有~48V*1.025μA=50mW。将会有额外的功率（这将取决于Q3漏极的电平转换电流），但这可能低至100μA，导致5mW的功率损失。
图4中的电路可以工作得非常好，但它有两个限制，解释如下：
▪ 如果负载短路，电流感应电路不再起作用。在VIN为开关电源输出电压的许多应用中，需要在负载短路时进行电流感应。很多时候，这个电流感应电路被用作开关电源短路保护的一部分，因此它必须在负载短路时发挥作用。
▪ 在一些电源应用中，使用DCR感应是很有利的，这是一种众所周知的技术，在电感上的电阻-电容组合，被用来感应电感电流。电平移位电流会通过这个电阻，严重降低了精度。
图5显示了图4中电路的修改版本，它解决了这些限制。这个例子显示了在开关电源中使用DCR感应。为了使用这种技术，需要一个骑在输出电压上的5V偏置。在大多数开关电源中，这种偏压通常很容易从较高的电压轨或通过开关节点之一的峰值充电来获得。图4的其他变化是，运算放大器的输出 缓冲晶体管(Q1)已改为NPN类型，并且为了对地进行电平转换，由一对Q3a-Q3b和一个电流镜组成。
匹配的一对Q3a-Q3b和R1/R2组成的电流镜被添加。
注：这个新电路也可以感应分流电阻，但显示的是使用DCR感应。电感器上的RC电路用于感应电感器中的电流，C1上的电压等于稳定状态下负载电流乘以DCR。如果R5 × C1 = L1/DCR，该电路不仅在稳定状态下与VC1和VDCR相匹配，而且在瞬态下也与之相匹配。
在瞬态时与之匹配[1]。由于R5的功率耗散，它的值不能被任意降低。
一些传感配置可以通过R5消耗大量的电流，导致明显的误差。在这种配置中，只有放大器的偏置电流通过R5。在这个例子中，ISL28133的偏置电流是300pA。在大多数情况下，这导致的误差可以忽略不计。
请参考以下关于图4和图5的电路的说明。
▪ 缓冲晶体管的配置方式不应该破坏放大器的稳定性，如果它的内部补偿是稳定的单一增益。缓冲晶体管的发射极
跟随放大器的输出，因此这种缓冲相当于将输出绑在反相输入端上，就像在统一增益配置中一样。
▪ 缓冲晶体管Q1确实缓解了运算放大器的增益带宽限制。图5中的配置，从VC1到输出的增益为R3/RG=100。图6显示了使用ISL28133对该电路进行的模拟频率响应。该放大器的增益带宽为400kHz，然而整个电路的增益带宽为100×100kHz=10MHz。缓冲晶体管改善了带宽，而没有破坏运算放大器的稳定性。
▪ 更高带宽的放大器可用于精确复制开关电源中的电流波形。ISL28134的GBW（增益-带宽）为3.5MHz，偏移量仅为2.5μV。ISL28191具有61MHz的GBW，最大偏移量为630μV。图7显示了图5中电路的模拟响应，当VC1上施加10mV方波时，使用ISL28191。该电路将信号放大了100倍，并复制了这个500kHz的波形，而且几乎没有损失较高频率的谐波。这对于开关电源的峰值电流检测非常有用。
3. 总结
本应用说明介绍了两种新的电路技术，用于测量电源应用中的高压侧电流。与标准的差分放大器配置相比，这两种配置提供了相当好的精度，以及明显更高的增益带宽产品。实施时只需要增加一些低成本的元件。
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